Радиолокационный приемник (стр. 3 из 5)
ППУ работают на отражении с общим входом и выходом и использует ферритовый циркулятор для разделения входных и выходных сигналов.
Для обеспечения стабильности параметров РПУ, при изменениях в цепи, в качестве ферритового циркулятора применим пятиплечный циркулятор, построенного на основе Y-циркулятора ( с волновым сопротивлением W=50 Ом и потерей пропускания Lп0.4 дБ). В таком циркуляторе потери сигнала до входа РПУ равны LпS= 2Lп= 0.8 дБ, на столько же ослабляется усиленный сигнал, проходящий из РПУ к выходу циркулятора.
По таблице 5.1 (2) выбираем параметрический диод типа D5147G, имеющий
наименьшие постоянные времени τ и Lпос.
Спер(V) = Спер(0) = 0.320.02 пф.
τ(V) = τ(-6) = 0.32 пс.
Uнор обр6 В
к =1.2 В , n = 2, Скол = 0.3 пФ, Lпос= 0.2 нГн.
Необходимое напряжение смещения.
Uо=Uнорм обр + к( - 1 )Uо = 6В + 1.2В( -1) =2.7В
4.Найдем емкость перехода.
Спер(U) =Спер(0)= 0.32=0.178пФ.
Постоянная времени при рабочем смещении:
t(Uo) =t(-6)= 0.32=0.436 пс.
Принимаем Со=Спер(Uo)= 0.178 пФ.
5.Коэффициент модуляции:
mмод = (-1)/( + 1)
mмод = (- 1)/( + 1) = 0.42
Критическая частота диода.
fкр =
fкр = =73.4 Ггц.
6.Поправочный коэффициент Кс , учитывающий потери в конструкции ДПУ , принимаем Кс = 2. Тогда находим tэ(Uo) = Ксt(Uo).
tэ= 2·0.436 = 0.872 пс.
Эквивалентное сопротивление потерь.
tп э = tэ(Uo)/Спер(U0)
tп э = 0.852/0.172 = 4.9 Ом
Динамическая добротность диода.
Q = = = 2.09
7. Для полученных данных по формулам:
Афt = = Q+1 - 1Nпу min =()min =(1 - 1/Крпу)2/Афt
Вычисляем оптимальное отношение частот:
Аопр = - 1 = 2.9
Соответствующий ему коэффициент шума:
Nпу min = (1 - 1/20)(2/2.9) + 1 = 1.66 (2.15дБ)
8.Определим значение холостой частоты fx. Чтобы получить максимально возможную полосу пропускания ПДУ, не применяя специальных элементов для ее расширения и упростить топологическую схему ДПУ, в качестве холостого контура используем последовательный контур, образованный емкостью Со и индуктивностью вводов Lпос.диода. Цепь входов холостой частоты замкнут разомкнутым четверть волновым шлейфом, подключенным параллельно диоду, и имеющим входное сопротивление близкое к нулю. В этом случае на холостой контур не влияют цепи сигнала и накачки, а также емкость корпуса диода Скор. Резонансная частота этого контура равна частоте последовательного резонанса диода.
Fxo = = = 26.6 Ггц
Отношение частот:
А = fxo/fco =26.6/17.5 = 1.52
Частота накачки:
fнак = fс (1 + А) = 17.5(1 + 1.52) = 44.1 Ггц
10.’’Холодный’’ КСВ сигнальной цепи ДПУ, который требуется обеспечить для заданного резонансного усиления:
=R1/rпос э = (Q/A - 1) , где А = wx/wo ;
Q = 2.9
= () = 6.5
Требуемое сопротивление источника сигнала R1, приведенное к зажимам приведенной емкости в последовательной эквивалентной схеме (рис. 7).
R1 = rrисс э = 6.54.9 = 31.89 ом.
Рассчитанные значения rи R1 обеспечивают подбором согласующих элементов сигнальной цепи ДПУ, что обычно выполняют экспериментально.
Для расчета полосы пропускания зададимся коэффициентами включения емкости в холостой (mвых х) и сигнальный (mвых с) контуры.
mвых х = 0.5
mвых с = 0.2
Ппу = fco
Ппу = 17500 = 115 Мгц.
Определим необходимость мощности накачки ДПУ.
По рисунку 5-27 [2] для Uo/y = 2.7/1.2 =2.25 и находим коэффициент q =0.4
Pнак д - мощность накачки диода,
Pнак д = wСпер(Uo)t(Uc)(Uo+y)q
Pнак д = 52830= 25 мвт
Для fнак = 36.6 Ггц интерполяцией значений коэффициента:
Pнак д =2.15
Pнак = Pнак д Pнак д
Pнак = 2.1525 мВт = 54 мВт
Pнак = 54 мВт - мощность накачки , которую необходимо подвести к ДПУ.
Рис. 8. Принципиальная схема ДПУ.
Проектирование и расчет устройства подавления зеркального канала.
В качестве УПЗК используются полосно - пропускающие фильтры (ППУ). Микроминиатюрный ППФ можно создать если в качестве резонатора использовать ферритовый образец из монокристалла железоиттриевого граната (ЖИГ) в виде обычно весьма малой, отполированной сферы. Сфера ЖИГ, помещенная в магнитное поле, в котором СВЧ поле и внешнее поле от электромагнита взаимно перпендикулярны, в силу физических свойств ферритов , резонирует на частотах ферромагнитного резонатора, равной :
¦= 3.5110Ho [Мгц], где Ho - напряженность внешнего магнитного поля -[A/M].
Изменяя Ho можно в широких пределах перестраивать резонансную частоту.
Исходные данные для расчета:
рабочая частота ¦- 17.5 Ггц.
Полоса пропускания Ппр = 710Кгц.
Полоса заграждения Пз = 4¦= 140Мгц
Рассчитаем требуемую напряженность внешнего магнитного поля Ho:
¦= 3.5110Ho Ho =
Ho == 510А/M
2.Для ферритовой схемы выбираем монокристалл ЖИГ с шириной линии ферромагнитного резонанса DН = 40А/M и намагниченностью насыщения ферритовой сферы Мо =1.410А/M.
Определяем ненагруженную добротность ЖИГ резонатора:
Qo = = = 11325
3.Находим необходимое число резонаторов фильтра:
n = (LзS + 6)/20lg(Пз/Ппр)
n = = = 0.5
Примем n=1.
4.Требуемая внешняя добротность ЖИГ резонатора обусловленная каждой петлей связи:
Qвн о = (fo/Пз)ant lg[(LзS + 6)/20];
Qвн о =(17500/140)ant lg[(20+6)/20] = 441
5.По рис. 4.33 [2] определяем для Qвн о = Qвн 1 = Qвн 2 - требуемые внешние добротности каждой петли связи.
Qвн450 требуемый радиус петли связи в этом случае:
r = 3rсф , а rсф = 0.6 мм. r =1.8 мм.
Таким образом определены необходимые данные для конструирования ЖИГ резонаторов и петель связи, выполненных из ленточного проводника шириной 0.4 мм.
6.По формуле : Ппр/¦=1/ Qвн о , уточняем полосу пропускания двухрезонаторного ППФ:
Ппр = 17500Мгц/450 = 39Мгц.
7.По формуле Lo = 4.34 n Qвн о/ Q о
рассчитываем потери на резонансной частоте:
Lo =4.34/11325 = 0.34дб.
Пологаем потери рассеяния на границах полосы пропускания , согласно Lo гр = 2.5 Lo = 0.85 дб.
Тогда суммарное затухание фильтра на границе полосы пропускания :
Lгр = 1+0.85 = 1.85дб.
Проектирование и расчет преобразователя частоты.
Наиболее важными требованиями , предъявляемыми к электрическим параметрам смесителей СВЧ, является: минимальный коэффициент шума, достаточная полоса рабочих частот, минимальная мощность гетеродина.
Балансные смесители обладают некоторыми преимуществами перед однодиодными небалансными смесителями. Балансный смеситель (БС) работает при меньшей мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость и позволяет уменьшить мощность гетеродина, прсачивающуюся в антенну. Однако можно использовать однодиодный небалансный смеситель.
Исходные данные:
fo = 17.5Ггц - рабочая частота.
Шпч10 необходимо применить балансный ПЧ.
fпч = 35Мгц - промежуточная частота.
1.Выберем смесительные диоды и определим их параметры по таблице 7.1 [2].
Используем тип ОБШ АА112Б в микростеклянном корпусе, имеющем, при
Рг = 3мВт, потери преобразования Lпр 6дб, шумовое отношение = 0.85,
rвых сд = 490...664 Ом и Fнорм 7дб,
где Fнорм - нормированный коэффициент шума.
2.Проектирование топологической схемы смесительной секции.
Выбираем схему с согласующим короткозамкнутым шлейфом перед диодом. Волновое сопротивление четвертьволновых отрезков МПЛ в выходной цепи секции принимаем для низкоомных и высокоомных отрезков соответственно 20ом и 90ом.
Рис.9 Топологическая схема микрополосковой смесительной секции с согласующими короткозамкнутым шлейфом lшл перед диодом:
1- короткозамкнутый отрезок МПЛ для компенсации реактивной составляющей полной проводимости на входе отрезка l1.
2 - диод в стеклянном корпусе.
3 - низкоомный разомкнутый четвертьволновый шлейф.
3.Проектирование СВЧ - моста.
В балансном смесителе , предназначенном для малошумящего двухбалансного смесителя необходимо использовать синфазно- противофазные , т.е. микрополосковые кольцевые мосты. Однако учитывая относительно неширокую заданную полосу (Ппр= 853.5), целесобразно использовать квадратурный двухшлейфовый мост со сдвигом смесительных секций друг относительно друга на , поскольку с ним можно получить более компактную топологическую схему БС и МШДБС в целом (см. Рис. 10).
Рис.10. Топологическая микрополосковая секция малошумящего двухбалансного смесителя.
СД - однофазный делитель мощности пополам в виде Т соединения линий с согласующим четвертьволновым трансформатором на входе.
КД - квадратурный делитель мощности пополам в виде квадратурного СВЧ - моста с согласованной нагрузкой в неиспользованном плече.
Расчет и проектирование двухшлейфного моста.
Исходные данные:
fc=17.5Ггц.
Подложка из феррита толщиной h=0.5мм имеет диэлектрическую проницаемость среды = 9 и tg угла диэлектрических потерь tg =0.005 , материал проводников - золото, проводящие линии имеют W=50.
1)Определяем волновое сопротивление основной линии:
Wл = W/ = 50/= 35.5ом. Для шлейфов Wш = W = 50 ом.
2)По формуле W/h = (314/ W) - 1, находим ширину полоски основной линии:
= ((314/ W) - 1)h = ((314/35.5) - 1) 0.5 = 0.97 мм.
Шлейфов:
= ((314/50) - 1) 0.5 = 0.55 мм.
3)По формулам :
= /,где - длина волны в линии,
- длина волны в воздухе,
- диэлектрическая проницаемость среды в линии,
= 0.5[1+ + (- 1)/]
Для основной линии:
= 0.5[1+ 9 +(9- 1) /] = 6.61,
и = 23/4= 2.23 мм.
Для шлейфов :
= 6.26,
= 2.3 мм.
4)Рассчитаем полные потери в основной линии и шлейфе моста. Для расчета потерь проводимости из таблицы 3.5 [2] находим удельную проводимость золота : = 4.110см/м и толщину слоя = 0.78 мкм.
По формуле:
Rп = 1/ = ,
Определим поверхностное сопротивление проводника :
- удельная проводимость проводника.
= 2f - рабочая частота.
=1.25610г/м - магнитная проницаемость в вакууме.
= относительная магнитная проницаемость среды.
Rп = 1/4.1= 0.031ом/м.
Погонные потери проводимости МПЛ основной линии:
= 8.68 Rп/W,
= 8.680.031/35.5= 0.078 дб/см,
и щлейфа:
= 8.680.031/500.055 = 0.98 дб/см,
Потери проводимости отрезка основной линии и шлейфа соответственно равны: