Усилители звуковых частот (стр. 2 из 4)
и амплитуду коллекторного тока:
Максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе одного транзистора в режиме B, равна
Предельная частота оконечных транзисторов должна быть не менее следующей:
По рассчитанным данным Iкm, Uкэmax, Pкmax, fh21э выберем оконечные транзисторы VT3 , VT4. В качестве транзистора VT3 выберем транзистор ГТ404Б, а в качестве VT4 комплементарный предыдущему—ГТ402Б. Характеристики данных транзисторов приведены в приложении.
Для построения нагрузочной прямой вычислим Uкэ и Iк
По характеристикам определили, что:
Определим фактически отдаваемую оконечными транзисторами мощность:
Таким образом, видно, что в нагрузке обеспечивается необходимое значение мощности.
По выходным характеристикам (рис.3) определим ток базы: Iбm = 7.44 мА, а по входным напряжение на базе Uбэm = 330 мВ.
Расчетное значение статического коэффициента усиления по току транзистора:
Расчетное значение амплитуды базового тока:
Теперь выберем предоконечные транзисторы VT1 и VT2 и сделаем расчёт их режимов работы.
Амплитуда переменной составляющей тока коллектора предоконечного транзистора:
Ток покоя лучше задавать только в предоконечных транзисторах, обеспечивая падение напряжения на резисторах R3 и R4 порядка 0.4 В. Для того, чтобы получить достаточно низкий уровень переходных искажений, выбираем наименьшую допустимую величину тока покоя:
Тогда сопротивление резисторов R3 и R4 будут равны
Зададим значения резисторов R3=R4=330 Oм.
Уточним амплитуду коллекторного тока предоконечных транзисторов
Максимальная мощность рассеяния на предоконечных транзисторах:
Выберем предоконечные транзисторы p-n-p ТМ2А и n-p-n ТМ3А.
Параметры данных транзисторов приведены в приложении.
Статический коэффициент усиления по току:
Рассчитаем токи базовой цепи
По входным характеристикам для транзистора VT1 (рис.5) определяем величину U’бэm=0,11В, а для транзисторов VT1 и VT2 соответственно величины U’бэ01 = 0,11 В и U’бэ02 = 0,11 В. Найдём напряжение смещения между базами транзисторов VT1 и VT2:
Uсм = U’бэ01 + U’бэ02 + UR1+UR2 = 0,11+0,11+ 0,4+0,4 = 1,02 В.
Напряжение смещения обеспечивается термостабилизирующими элементами, например диодами. Для того чтобы при максимальном входном сигнале диоды не запирались, выбираем ток смещения:
Выберем диод Д2И. По статическим характеристикам диода найдём соответствующее току Iсм напряжение на диоде. Uд = 0,5 В
Необходимое число диодов 2 штуки.
Расчет номиналов резисторов R1 и R2:
Зададим значения резисторов R1=R2=5.1 кОм
Расчет нелинейных искажений.
Для определения нелинейных искажений оконечного каскада необходимо построить сквозную динамическую характеристику, устанавливающую зависимость тока Iк в нагрузке Rн от входного напряжения каскада Uвх, т. е. Iк = f(Uвх). С учётом присущей эмиттерному повторителю обратной связи входное напряжение
Uвх=U’бэ+Uбэ+Iк*Rн.
По входной характеристике предоконечных находим U’бэ .
Для построения сквозной характеристики одного плеча достаточно трёх точек.
1-ая точка:
Iк = Iкm = 0.707 А
Uвхmax= U’бэm+ Uбэm+ Uнm =0,25+0,33+5,66 = 6,24 В
2-ая точка:
0,5*Iкm= 0,5*0,707 =0,354 м А
Iб = Iк/h21э = 0,354/95 = 3,73 мА
рассчитаем токи предоконечного транзистора:
I’к = Iб + Uбэ /R3 = 3,73+ 260/357 = 4,46 мА,
I’б = I’к /h’21э = 4,46/31 = 144 мкА.
U’бэ = 0,17 В,
определяем значение Uвх
Uвх = U’бэm+ Uбэm+ Iк*Rн = 0,18 + 0,26+ 2,83 = 3,27 В.
3-я точка:
Iк=Iок=0, Iб=0, Uбэ=0,13
I’к = Iб + Uбэ /R3 = 0 + 0,13/357 = 0,364 мА,
I’б = I’к /h’21э = 0,364/31 = 0,012 мА,
U’бэ = 0,07 В,
Uвхmin = U’бэm + Uбэm + Iк*Rн = 0,07+0,13= 0,2 В
По трем точкам строим сквозную характеристику для одного плеча .
Значения токов Iкm, Iк1, Iок с учётом асимметрии плеч являются исходными для определения сквозной динамической характеристики. Если параметры оконечных транзисторов отличаются не более чем на 15…20%, то при определении сквозной динамической характеристики коэффициент асимметрии b = 0,15…0,2. Возьмем b = 0,15
Применим метод пяти ординат.
Imax= Iкm*(1+b) = 0,707*(1+0.15) = 0,813 А,
I0 = Iок*(1+b) - Iок*(1+b) = 2*b*Iок= 0 А,
I1 = Iк1*(1+b) = 0,354*(1+0.15) = 0,407 А,
I2 = -Iк1*(1-b) = -0,354*(1-0.15) = -0,3 А,
Imin= -Iкm*(1-b) = -0,707*(1-0.15) = -0,6 А.
Метод пяти ординат основан на разложении искажённой кривой тока в ряд Фурье при его ограничении членом, соответствующий 4-й гармонике. При этом сопротивление цепи, в которой протекает рассматриваемый ток, предполагается чисто активным, в результате чего начальные фазы гармоник оказываются равными 0 или
. Средние значения тока и амплитуды токов гармоник получаются из следующих выражений:Iср= (Imax+Imin+2*(I1+I2))/6 = (0,813-0,6+2*(0,407-0,3))/6 = 0,0712 А,
I1m = (Imax-Imin+I1-I2)/3 = (0,813+0,6+0,407+0,3)/3 = 0,707 А,
I2m = (Imax+Imin-2*I0)/4 = (0,813-0,6)/4 = 0,0533 А,
I3m = (Imax-Imin-2*(I1-I2))/6 = (0,813+0,6-2*(0,407+0,3))/6 = -0,167 мА,
I4m = (Imax+Imin-4*(I1+I2)+6*I0)/12 = (0,813-0,6-4*(0,407-0,3)+6*0)/12 = -0,0179 А.
Проверим правильность расчёта разложения
Iср+I1m+I2m+I3m+I4m=Imax
0,0712 + 0,707+ 0,0533 – 0,167*10^-3 - 0,0179 = 0,813 А = Imax.
Значит разложение верно.
Коэффициент гармонических нелинейных искажений каскада определяется по следующей формуле
d2, d3, d4 -.
d2 = I2m/I1m= 0,0533/0,707 = 0,0754,
d3 = I3m/I1m = 0/0,707=0,
d4 = I4m/I1m= -0,0179/0,707 = -0,0253,
Как видно,
. Необходимо принять меры по снижению коэффициента гармоник. Для этого применим ООС, охватывающую оконечный промежуточный усилители. Для обеспечения заданного коэффициента гармоник определим необходимую глубину обратной связи: 
Коэффициент передачи петли ОС:
где Ко- исходный коэффициент передачи по напряжению каскадов, охваченных ОС. Поскольку для оконечного каскада
, то величина K определяется промежуточными каскадами.2.2 Расчет регулятора тембра
В ряде усилительных устройств необходимо регулировать АЧХ в определенных областях частот. Осуществляемая с помощью регуляторов тембра, она позволяет существенно приблизить тембр звучания к естественному. Для регулировки АЧХ используют пассивные частотно- зависимые цепи либо цепь с частотно- зависимой ООС. В этапе разработки структурной схемы, мы условились, что регулировку тембра сделаем пассивной. По техническому заданию требуется рассчитать регулятор тембра с двусторонней регулировкой в области ВЧ. Схема пассивного регулятора тембра ВЧ изображена на рис. 3
Рис. 3.
При расчете регулятора тембра необходимо учитывать влияние смежных цепей. Выбирать сопротивление регулятора следует в таких пределах, чтобы, с одной стороны регулятор тембра не нагружал предшествующую ему цепь, а с другой—последующая цепь несущественно нагружала регулятор, или, другими словами, необходимо реализовать достаточно большие значения коэффициентов включения нагрузки:
