Структурный синтез активных фильтров ВЧ и СВЧ диапазонов (стр. 1 из 6)
Содержание
1. Предварительные замечания
2. Основные свойства R-фильтров второго порядка
3. Особенность схемотехники звеньев R-фильтров нижних частот
4. Синтез структур R-звеньев с дополнительными частотнозависимыми цепями
5. Синтез ФНЧ третьего порядка с дополнительными RC-цепями
Библиографический список
1. Предварительные замечания
Внедрение SiGe технологии в широкую инженерную практику открывает объективные возможности построения твердотельных элементов и устройств диапазона высоких и сверхвысоких частот. Причем это относится не только к простейшим узлам, но и к более сложным устройствам, где реализация нужных функциональных свойств и совокупности количественных показателей обеспечивается применением специальных цепей обратной связи с глубоким возвратным отношением.
Важным дополнительным технологическим ограничением, существенно влияющим на схемотехнику таких устройств, является минимизация числа контактных площадок, потребляемой мощности при сохранении импедансных соотношений. Кроме этого, можно также с уверенностью утверждать, что изменяется не только структура, но и схемотехника базовых активных элементов, необходимых для построения более сложных функциональных устройств. Именно поэтому, за исключением диапазона рабочих частот, потенциально достижимые иные качественные показатели усилителей, преобразователей напряжения – ток (ПНТ) и ток – напряжение (ПТН) окажутся более низкими. Применительно к устройствам частотной селекции – активным фильтрам, амплитудным и фазовым корректорам – такой вывод существенно влияет на возможный набор альтернативных способов их схемотехнической реализации. Например, при создании высокоселективных (высокодобротных) фильтров или корректоров невозможно использовать гираторы на ПНТ, а ориентация на RLC-базис в частотозадающих цепях из-за индуктивности приводит к недопустимому увеличению площади кристалла.
Сомнительно также и применение структур с решающими усилителями. Несмотря на относительно низкое влияние частоты единичного усиления усилителей на основные параметры конечных устройств низкое значение частотозадающих резисторов (102 Ом) приводит к необходимости развивать в выходных каскадах большие (101 мА) токи.
Для уменьшения поэлементной чувствительности, позволяющей повысить точность реализации частотных характеристик, в структуре фильтров высокого порядка обычно используются дополнительные межзвенные связи [3]. Однако в области относительно высоких частот, когда отношение центральной частоты (частоты настройки) к относительной ширине полосы пропускания соизмеримо с частотой единичного усиления, использование таких обратных связей оказывается невозможным. Именно поэтому основным способом построения активных фильтров и корректоров является каскадирование секций (звеньев) второго и первого порядков.
Собственная компенсация влияния частоты единичного усиления существенно уменьшает соответствующую чувствительность параметров звеньев второго порядка и поэтому расширяет диапазон рабочих частот фильтра. Этот путь построения селективных устройств и СФ блоков представляется естественным при условии, что компенсирующие обратные связи не приводят к заметному уменьшению запаса устойчивости по фазе, необходимому для устойчивой работы схемы.
Именно поэтому при разработке соответствующих ОУ необходимо учитывать «электрическую длину» как по основным, так и по дополнительным контурам обратной связи [9]. Например, принципиальная схема звена полосового типа практически точно удовлетворяет этому критерию, поэтому при практической ее реализации необходим дифференциальный ОУ с относительно невысокой скоростью нарастания выходного напряжения.
Максимальное выходное напряжение фильтра будет определяться только этим параметром, т.к. эффект «перенапряжений» в схеме звена отсутствует. Кроме этого , уровень синфазного напряжения ОУ2 достаточно мал и определяется отношением максимального выходного напряжения фильтра к дифференциальному коэффициенту усиления ОУ.
Поэтому при разработке ОУ можно руководствоваться неравенствами
; 
; 
, (1)которые справедливы при полной компенсации влияния П1=2πf1как на частоту, так и на затухание полюса.
Для построения звена полосового фильтра для систем связи при условии реализации соответствующих СФ блоков в технологическом процессе SGB25VD с параметрами, указанными в табл. 1, был разработан ОУ с дополнительными (не указанными в табл. 1) параметрами Δφ=330; I0 =10 мА; Еп =±2,0 В; Rн min = 50 Ом.
Учитывая невысокую нагрузочную способность ОУ и низкое значение статического коэффициента усиления, при расчете звена необходимо учитывать влияние этих параметров:
; 
; 
. (2)Поэтому при моделировании схемы фильтра в среде Cadence использовались следующие номиналы пассивных элементов:
С1=С2=0,2 пФ; R1=3,2 кОм; R2=50 Ом; R3=100 Ом; R4=650 Ом; R5=∞.
| Таблица 1 Результаты проектирования звена для технологического процесса SGB25VD | ||||||||
| Базовые параметры | Основные параметры фильтра | Основные параметры ОУ | ||||||
| fp, (Гц) | Q | K0 | Uвых max, (мВ) | f1, (ГГц) |  1, 2 | v, (В/мкс) | Ксн, (Дб) | |
| Расчет | 1,7 | 2,2 | 2 | >250 | - | - | - | - |
| Моделирование | 1,69 | 2 | 1,95 | 230 | 8,4 | 56 | 3000 | -55 |
| Погрешность, (%) | 0,6 | 10 | 2,5 | 8,7 | - | - | - | - |
Приведенные в табл. 1 результаты демонстрируют хорошую сходимость экспериментальных и расчетных значений. Дополнительно отметим, что в настоящем фильтре второго порядка Q·fp=3,4 ГГц, что только в 2,5 раза меньше частоты единичного усиления ОУ. Именно этот интегральный показатель и характеризует качество схемотехнического решения задачи [5, 12].
Полученные результаты позволяют сделать достаточно важные для схемотехники СФ блоков с узлами частотной селекции выводы.
Во-первых, структуры с собственной и взаимной компенсацией уменьшают требования к активным элементам и создают дополнительные степени свободы при схемотехническом проектировании СВЧ ОУ.
Во-вторых, собственная компенсация позволяет повысить общую стабильность характеристик устройства частотной селекции. Напримерчувствительность основных параметров фильтра к нестабильности всех компонентов схемы не превышает 0,5, а при С1=С2 чувствительность добротности к этим параметрам нулевая, что можно использовать, в частности, и для функциональной настройки звена на заданную частоту полюса.
Наконец, и это самое главное, работоспособность в ВЧ и СВЧ диапазонах схем с собственной и взаимной компенсацией является важным аргументом для широкого внедрения в соответствующих СФ блоках узлов и устройств с комплексом обратных связей, направленных на обеспечение необходимых функциональных зависимостей как СФ блоков, так и СнК в целом. Однако дальнейшее расширение диапазона рабочих частот требует пересмотра подхода к схемотехническому проектированию этого класса устройств.
2. Основные свойства R-фильтров второго порядка
При использовании в качестве частотозадающих цепей ограниченность полосы пропускания операционных усилителей в звеньях второго порядка необходимо применить только два активных элемента (n=2). В этом случае
(3) 
являются передачами пассивной подсхемы с учетом влияния входного и выходного сопротивлений ОУ с выхода i-го ОУ на инвертирующий (индекс «-») и неинвертирующий (индекс «+») входы j-го ОУ. Можно строго показать, что в классе рассматриваемых схем реализация как заграждающих фильтров, так и фильтров верхних частот невозможна. Указанный вывод, который следует из постановки задачи, справедлив при условии аппроксимации ОУ передаточной функцией 1-го порядка. Если ОУ и любой усилитель с конечным 
характеризуется функцией 2-го порядка, то реализация вполне реальна.С учетом структуры матрицы Q1 можно утверждать, что для реализации передаточной функции звена полосового типа необходимо выполнить одно из условий b22=0 или b11=0. Несложно также установить, что указанные варианты отличаются только номерами ОУ (изоморфные решения). Именно поэтому без потери общности выводов можно положить, что
. (4)В этом случае после приведения передаточной функции звена к стандартной форме получим
, (5)где