Проектирование модуля АФАР

осковский государственный ордена ленина И ОРДЕНА ОКТЯБРЬСКОЙ РЕВОЛЮЦИИ авиационный институт имени СЕРГО ОРДЖОНИКИДЗЕ (технический университет)

осковский государственный ордена ленина И ОРДЕНА ОКТЯБРЬСКОЙ РЕВОЛЮЦИИ
авиационный институт имени СЕРГО ОРДЖОНИКИДЗЕ

(технический университет)

факультет радиоэлектроники ла

Кафедра 406

расчетно-пояснительная записка

к курсовому проекту по дисциплине

«радиопередающие устройства»

Выполнил: Г. В. СУВОРОВ,

гр. 04-517

Преподаватель: е. м. добычина

москва

1997

МОСКОВСКИЙ ОРДЕНА ЛЕНИНА И ОРДЕНА ОКТЯБРЬСКОЙ РЕВОЛЮЦИИ
АВИАЦИОННЫЙ ИНСТИТУТ имени СЕРГО ОРДЖОНИКИДЗЕ

Факультет радиоэлектроники ЛА (№ 4)

Кафедра 406

ЗАДАНИЕ № 24

На курсовой проект по РАДИОПЕРЕДАЮЩИМ УСТРОЙСТВАМ студенту Суворову Г. В. учебной группы 04-517. Выдано 13 октября 1997 г. Срок защиты проекта 22 декабря 1997 г.

Тема проекта:

Модуль АФАР

Исходные данные:

1. Назначение передатчика — передающий модуль;

2. Мощность: P вых =0,5 Вт; P вх £20 мВт.

3. Диапазон частот: f вых =0,5 ГГц; f вх =0,25 ГГц.

4. Характеристика сигналов, подлежащих передаче: ЧМ-сигнал.

5. Место установки — борт ЛА.

6. R напр =50 Ом.

Руководитель проекта: Е. М. Добычина

СОДЕРЖАНИЕ
1. Введение . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4
2. расчет Структурной схемы модуля АФАР . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .5
3. Методики расчета каскадов модуля . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6
3.1. Методика расчета режима транзистора мощного СВЧ усилителя мощности . . . . . . . . . . .6
3.2. Методика расчета режима транзистора мощного СВЧ умножителя частоты . . . . . . . . . . 11
4. Результаты расчетов . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
4.1. Расчет усилителя мощности. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .14
4.1.1. Расчет режима работы активного прибора (транзистора) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
4.1.2. Расчет элементов принципиальной схемы усилителя мощности . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15
4.2. Расчет умножителя частоты . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16
4.2.1. Расчет режима работы активного прибора (транзистора) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16
4.2.2. Расчет элементов принципиальной схемы умножителя частоты . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
4.3. Расчет согласующих цепей . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
4.3.1. Расчет входной согласующей Г-цепи . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .19
4.3.2. Расчет межкаскадной согласующей Г-цепи . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .19
4.3.3. Расчет выходной согласующей П-цепи . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .20
5. конструкция модуля АФАР . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21
5.1. Выбор элементной базы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .21
5.2. Выбор типоразмера печатной платы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
5.3. Технология изготовления печатной платы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
5.4. Конструкция корпуса модуля АФАР . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23
Приложение 1
Литература
1. Введение

На современном этапе развития радиоустройств СВЧ все большее применение находят передающие, приемные и приемопередающие активные фазированные антенные решетки (АФАР), в которых излучатели (или группа излучателей) связаны с отдельным модулем, содержащим активные элементы в виде различного типа генераторных и усилительных каскадов и преобразователей частоты колебаний, а также пассивные умножители частоты.

В передающей АФАР активная часть отдельного модуля, возбуждаемого от общего задающего генератора, фактически имеет функциональную схему, аналогичную схеме усилительно-умножительного СВЧ-тракта радиопередающего устройства, выполненную на генераторах с внешним возбуждением. В качестве активных приборов этих генераторов во многих практических случаях используются полупроводниковые СВЧ-приборы, позволяющие повысить надежность и долговечность модулей АФАР по сравнению с модулями на электровакуумных СВЧ-приборах, при обеспечении средней выходной мощности модуля до десятков и сотен ватт (при использовании схем сложения СВЧ-мощностей) в дециметровом диапазоне и до десяти ватт в сантиметровом диапазоне.

В том случае, когда частота колебаний на выходе модуля в целое число раз больше, чем на его входе, один из генераторных каскадов модуля должен быть умножителем частоты. Функциональная схема передающей АФАР, в модулях которой применены умножители частоты, приведена на рис. 1.

Введение умножителя частоты в модуль АФАР позволяет на выходе модуля получить колебания с определенной мощностью на тех частотах, на которых полупроводниковый усилитель уже неработоспособен. Сказанное в наибольшей степени относится к мощным усилителям на транзисторах, предельные рабочие частоты которых в настоящее время не превышают 6-7 ГГц. Поэтому малогабаритные модули АФАР дециметрового диапазона волн на полупроводниковых приборах, построенные на основе транзисторного усилителя мощности и последующего умножителя частоты, имеют генераторную часть.

Обычно при проектировании генераторной части модуля АФАР с умножением частоты бывают заданы P вых , f вых , f вх , а также значение P вх . В результате проектирования определяется число умножительных и усилительных каскадов в генераторной части модуля, типы активных приборов и электрических схем, используемые в каскадах, значения параметров режима активных приборов и элементов схем каскадов, а также вид конструктивного выполнения каскадов.

2. расчет Структурной схемы модуля АФАР

Структурная схема модуля АФАР представлена на рис. 2.

Имея заданную выходную мощность P вых , зададимся контурными КПД согласующих цепей (СЦ1, СЦ2, СЦ3) (ηк СЦ1 = ηк СЦ2 = ηк СЦ3 = ηк СЦ = 0,9) и найдем мощность на выходе умножителя частоты:

.

З
ная выходную мощность умножителя частоты, коэффициент умножения и входную частоту, с помощью программы MULTIPLY, разработанной на каф. 406, выберем транзистор и рассчитаем его режим работы (результаты этих расчетов даны в п. 4.1.1.). В числе прочих результатов программа выдает коэффициент усиления по мощности K УЧ =9,958, используя который, мы вычисляем мощность на входе умножителя частоты, совпадающую, разумеется с мощностью на выходе СЦ2 (P вых СЦ2 ):

.

Поскольку, как упоминалось выше, мы задали контурный КПД согласующих цепей равным ηк СЦ = 0,9, то мощность на входе СЦ2 P вх СЦ2 , равная мощности на выходе усилителя мощности P вых УМ , равна:

.

Теперь, зная мощность на выходе усилителя мощности (P вых УМ ) и зная его рабочую частоту f =0,25 ГГц, с помощью программы PAMP1, также разработанной на каф. 406, выбираем активный прибор (транзистор) и рассчитываем его режим работы для СВЧ усилителя мощности (результаты этих расчетов приведены в п. 4.2.1.). Полученный в ходе расчетов коэффициент усиления K УМ позволяет найти мощность на входе усилителя, тождественно равную мощности на выходе входной согласующей цепи СЦ1:

.

Поскольку мы задали контурный КПД согласующих цепей равным ηк СЦ = 0,9, то мощность на входе СЦ1 P вх СЦ1 равна:

,

что меньше 20 мВт, ограничивающих по заданию входную мощность сверху.

3. Методики расчета каскадов модуля
3.1. Методика расчета РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА
МОЩНОГО СВЧ УСИЛИТЕЛЯ мощности

Рассматриваемая методика может быть использована для расче­та режима мощного транзистора усилителя, работающего на частотах порядка сотен мегагерц, и позволяет получить параметры режима, достаточно близкие к экспериментальным. На значениях частоты 1… 3 ГГц погрешность расчета возрастает из-за использования упро­щенной эквивалентной схемы транзистора и недостаточной точности при определении ее параметров. В диапазоне частот выше 3 ГГц эти недостатки проявляются еще более резко. На режим начинает оказы­вать сильное влияние даже сравнительно небольшой разброс значе­ний индуктивностей выводов и емкостей корпуса, а также многочис­ленные паразитные связи в конструкции транзистора. Эти обстоя­тельства ограничивают верхний частотный предел применимости рас­сматриваемой методики.

В методике расчета используется эквивалентная схема, дополненная некоторыми элементами, су­щественными для диапазона СВЧ.

Параметры эквивалентной схе­мы транзистора зависят от протекающих токов и приложенных напря­жений. Однако обычно считают, что в выбранном режиме транзистора параметры схемы будут постоянными в пределах каждой области рабо­ты: рабочей области (К — замкнут) и области отсечки (К — разомк­нут). Параметры эквивалентной схемы приводятся в справочных дан­ных, а наименования их даны в разделе «Обозна­чения» пособия [1]. Некоторые параметры, которые отсутст­вуют в справочниках, можно оценить по формулам:

С д =С э +С диф ; С к =С ка +С кп ; ; τк =r б С ка ; ;
; ; .

При усреднении S п ток i к рекомендуется принять равным поло­вине высоты импульса коллекторного тока i к max или амплитуде его первой гармоники, которая в типичных режимах близка к 0,5i к max . Емкость С к определяют при выбранном напряжении U к0 . На часто­тах сопротивление r слабо шунтирует емкости и им можно пренебречь. Неравенство определяет нижнюю час­тотную границу проводимого анализа. При расчете принимают, что в диапазоне СВЧ входной ток мощных транзисторов оказывается близ­ким к гармоническому за счет подавления высших гармоник индуктив­ностью входного электрода. Форма коллекторного напряжения прини­мается гармонической. Поэтому далее будем полагать, что входной ток и коллекторное напряжение не содержат высших гармоник и экви­валентный генератор тока S п (U п -U' ) нагружен на диссипативное сопротив­ление. Расчет производим для граничного режима работы транзис­тора.

Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений пер­вой гармоники показана на рис. 3. В схеме ОЭ при диссипативной нагрузке будут отрицательные обратные связи через L э и .

Рис. 3. Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений пер­вой гармоники

Для обеспечения устойчивого режима применяют специальные ме­ры, например, включение r доп в цепь эмиттера или нейтрализацию L б включением емкости в базовую цепь. Можно исполь­зовать выходное сопротивление моста делителя, если усилитель по­строен по балансной схеме. Сопротивление r вх1 с рос­том мощности уменьшается (до долей ом), x вх1 вблизи верхней частот­ной границы имеет индуктивный характер из-за L б и L э и значитель­но больше r вх1 . Коэффициент усиления обратно пропорционален квад­рату частоты. Поэтому, если известно из справочных данных, что транзистор на частоте f ' имеет коэффициент усиления , то на не­которой, более низкой рабочей частоте f , его коэффициент усиле­ния можно оценить примерно как , т. е. если , то K р будет в четыре раза больше . В схеме ОЭ при верхняя рабочая часто­та f в не превышает f гр .

Тип транзистора выбирают по заданной выходной мощности P вых1 на рабочей частоте f , определяют схему включения транзистора, поль­зуясь справочными данными тран­зис­то­ра. Часто схема включения тран­зистора определяется его конструкцией, в которой с корпусом соеди­няется один из электродов (эмиттер, база). При выборе типа тран­зистора можно ориентироваться на данные экспериментального типо­вого режима. Рекомендуется использовать СВЧ-транзисторы на мощ­ность не менее , ука­зан­ной в справочнике. Силь­ное недоиспользование транзистора приводит к снижению его усили­тельных свойств. Интервал частот f вf н включает и для схемы ОЭ. Применение транзистора, имеющего f н выше рабочей, позволяет полу­чить более высокое усиление, но при этом увеличивается вероят­ность самовозбуждения усилителя и понижается его надежность.

Схема ОБ характерна для транзисторов, работающих на f >1 ГГц. Транзисторы, имеющие два вывода эмиттера (для уменьшения L э ), следует включать по схеме ОЭ. Для оценки параметров эквивалентной схемы можно использовать следующие данные: нГн (для OЭ L общ =L э ), L к и входного вывода — в не­сколько раз больше. , , . Параметр h 21э в расчетах не критичен, для приборов на основе кремния, , где P вых1 и U к0 соответствуют рабочему режиму (например, экспериментальные данные). Если требуемая мощ­ность P вых1 близка к той, которую может отдать транзистор, то U к0 берется стандартным. При недоиспользовании транзистора по мощнос­ти целесообразно снижать U к0 , для повышения надежности. Например, если требуемая P вых1 на 30-40% меньше (мощности в типовом режи­ме), то U к0 можно уменьшить на 20-30% по сравнению со стан­дартным. Однако при снижении U к0 вдвое по сравнению со стандарт­ным частота f гр уменьшается на 5… 15%, а емкость С к увеличивает­ся на 20... 25%.

Напряжение смещения U б0 часто выбирается нулевым. При этом угол отсечки будет близок к 80… 90°, при котором соотноше­ние между P вых1 , ηэ , K р близко к оптимальному. Кроме того, в этом случае отсутствует цепь смещения, что упрощает схему усилителя и не требует затрат мощности на осуществление смещения. В отно­шении S гр надо иметь в виду, что перед расчетом ее следует уточ­нить, используя условие

(для схемы ОЭ — 0,7; для схемы ОБ — 0,8).

При этом P вых1 и U к0 берутся для выбранного транзистора. При невыполнении этого условия можно несколько увеличить S гр (на 10… 15%).

Предлагаемая методика расчета исходит не из P вых1 , а из мощности Р г , развиваемой эквивалентным генератором тока i г . Мощность Р г в схеме ОЭ следует взять на 10 20% меньше, чем требуемая P вых1 , которая имеет приращение из-за прямого прохождения части входной мощности. На f>f rp в схеме ОБ Р г берется на 25... 50% выше P вых1 , на f<f rp эта доля меньше.

К начальным параметрам расчета относится температура корпуса транзистора. Ее можно задать как Т к =Т с +(10… 20) °С с учетом перегрева радиатора относительно окружающей среды.

Если после проведения расчета на значения , f ' в типовом режиме K р отличается от справочного значения не более, чем на , то можно считать, что параметры эквивалентной схемы, принятые в расчете, оценены правильно. Если модуль пикового напряжения , то это означает, что значение емкости С э занижено. Для удобства расчета исходные данные целесообразно свес­ти в таблицу в следующем порядке:

P вых1 , Bт;
P г , Bт;
f , МГц;
f
гр , МГц;
U кэ доп , В;
U кб доп , В;
U
бэ доп , В;
U' , В;
U в0 , В;
U
к0 , В;
S гр , А/В;
R пк , °С/Вт;
Т п , °С;
Т к , °С;
h 21э ;
C к , пФ;
C
кп , пФ;
C
э , пФ;
r б , Ом;
r
э , Ом;
r
к , Ом;
L б , нГн;
L
к , нГн;
L
э , нГн;
P к доп , Вт.

Приводимый ниже порядок расчета граничного режима работы при U в0 =0 может быть использован для включения транзистора как по схеме ОЭ, так и по схеме ОБ. Там, где формулы расчета для схем ОЭ и ОБ отличаются, будет сделана пометка «ОЭ» или «ОБ». Все расчеты проводятся в системе СИ.

1. Напряженность ξгр режима:

.

2. Амплитуда напряжения и тока первой гармоники эквивалент­ного генератора:

.

3. Пиковое напряжение на коллекторе:

U к пик = U к0 +U г1 <U кэ доп .

При невыполнении неравенства следует изменить режим или вы­брать другой тип транзистора.

4. Параметры транзистора:

; ; .

5. Находим значения параметров А и В :

, , где .

С помощью графика A1 ) на рис. 4 определяем коэффициент разложения γ1 (θ). Затем по табл. 3.1. [1] для найденного γ1 (θ) опреде­ляем значения, θ, cos(θ) и коэффициент формы g 1 (θ).

6. Пиковое обратное напряжение на эмиттере

.

З

атем в пп. 7… 22 рассчитываются комплексные амплитуды токов и напряжений на элементах эквивалентных схем (см. рис. 3). За вектор с нулевой фазой принят ток и .

Рис. 4. Зависимость параметра A от коэффициента разложения симметричного косинусоидального импульса γ1 (θ)

7. , где .

8. .

9. .

10. .

11. .

12. .

13. .

14. .

15. .

16. .

17. .

18. .

19. .

20. .

21. .

22. .

23. Амплитуда напряжения на нагрузке и входное сопротивление транзистора для первой гармоники тока:

;

24. Мощность возбуждения и мощность, отдаваемая в нагрузку:

для схемы ОЭ ;

Если P вых1 будет отличаться от заданной более чем на ±20%, расчет следует провести заново, скорректировав значение P г .

25. Постоянная составляющая коллекторного тока, мощность, потребляемая от источника питания, и электронный КПД соответст­венно:

; ; .

26. Коэффициент усиления по мощности, мощность, рассеивае­мая транзистором и допустимая мощность рассеяния при данной тем­пературе корпуса транзистора:

; ; .

Можно принять значение Т п max =T п , где T п — допустимое значе­ние, взятое из справочных данных.

Следует убедиться, что .

27. Сопротивление эквивалентной нагрузки на внешних выводах транзистора

, где для схемы ОЭ.

Данный расчет исходил из нулевого смещения на входном электроде транзистора. В ряде случаев этот режим может быть не опти­мальным и желательно вести расчет на заданный угол отсечки (на­пример в усилителе ОБ для стабилизации режима уменьшают угол от­сечки). Тогда, выбрав угол отсечки θ, по табл. 3.1. [1] находят коэффициент α1 (θ) и определяют

.

Затем в п. 5 находят напряжение смещения U в0 из соотношения

,

где берут (для выбранного θ) также из табл. 3.1.

Если напряжение смещения должно быть запирающим, то можно применить автосмещение, включив сопротивление , забло­кированное конденсатором. При отпирающем смещении требуется до­полнительный источник напряжения.

3.2. Методика расчета режима транзистора
мощного СВЧ умножителя частоты

В промежуточных каскадах радиопередающих устройств СВЧ при­меняют умножители частоты о выходной мощностью до сотен милли­ватт. Такие СВЧ-умножители являются уже мощными. Умножение часто­ты в них достигается выделением нужной n- й гармоники из импульса коллекторного тока. При расчете режима транзистора, работающего на частотах 108 ... 109 Гц (сотни МГц), используют кусочно-линейную модель транзистора. При этом дополнительно учитывают индуктивнос­ти выводов транзистора, емкость закрытого эмиттерного перехода и потери в материале коллектора. Предполагают, что транзистор включен по схеме с общей базой (ОБ) и возбуждается от генератора гармонического тока. Схема ОБ обеспечивает лучшие энергетические параметры мощного умножителя СВЧ, чем схема с общим эмиттером (ОЭ). В схеме ОЭ за счет обратной связи через емкость С к импульс коллекторного тока деформируется и имеет малые коэффициент фор­мы gn (θ), а следовательно, и КПД, и мощность в нагрузке.

Выходная мощность умножителя ограничена несколькими фактора­ми. К ним относятся предельно допустимые значения обратного на­пряжения на эмиттерном переходе U бэ доп и мощности рассеяния, а также критический коллекторный ток I кр 1 .

При выборе угла отсечки надо учитывать следующее. Пиковое обратное напряжение U бэ пик увеличивается при уменьшении угла отсечки θ, что может ограничить мощность, отдаваемую умножителем частоты. При больших углах отсечки уменьшается КПД и растет рас­сеиваемая мощность Р к , что может привести к нереализуемости режи­ма транзистора. Если при оптимизации мощности умножителя частоты опираться только на ограничения по коллекторному току, считая максимальный i к max =I кр , то оптимальным углом отсечки при n =2 оказывается θ=60°, а при n =3 θ=40°. При этих углах отсечки КПД будет достаточно высоким, но надо не допустить пре­вышения U бэ доп . Поэтому часто угол отсечки и для n =2, и n =3 выбирают равным θ=60°.

Расчет режима транзистора ведут на заданную выходную мощ­ность транзистора P вых n на рабочей частоте nf , определенную по вы­ходной мощности умножителя P вых n и КПД его выходной согласующей цепи hк вых : Р вых n =Р вых /hк вых .

Для расчета используем методику, которая имеет в своей основе следующие допущения:

интервал рабочих частот соответствует неравенствам: , ;

транзистор возбуждается от генератора гармонического тока;

крутизна по переходу S п считается вещественной;

напряжение на коллекторе — гармоническое;

схема включения транзистора — ОБ;

влиянием индуктивности общего вывода транзистора L б прене­брегают.

Исходя из заданных P вых n и nf по справочникам выбирается транзистор с учетом выполнения условий и . Вследствие больших потерь в материале коллектора на верхних часто­тах транзистора целесообразно выбирать транзистор с запасом по вы­ходной мощности P вых n примерно в 2,0… 2,5 раза. Параметры выбран­ного транзистора рекомендуется свести в таблицу в следующем поряд­ке:

, Вт;
, МГц;
, В;
U кэ доп , В;
U
бэ доп , В;
, В;
I кр , А;
T п , °С;
S гр , А/В;
f гр , МГц;
С к , пФ;
r б , Ом;
r э , Ом;
r к , Ом;
L б , нГн;
L э , нГн;
L к , нГн.

Напряжение питания U к0 принимается равным или близким к , в типовом режиме транзистора. Угол отсечки целесообразно выбрать для n =2 и n =3 θ=60°. По табл. 3.1 [1] определяют для выбранно­го θ коэффициенты α0 , α1 , α2 , γ1 , γn .

Расчет ведут в следующем порядке (режим работы принимают граничным).

1. Сопротивление потерь коллектора в параллельном эквиваленте:

.

2. Напряженность граничного режима

,

где .

3. Амплитуда напряжения и тока n -й гармоники, приведенные к эквивалентному генератору:

; .

4. Сопротивление коллекторной нагрузки:

.

5. Амплитуда n -й гармоники, высота импульса тока эквива­лентного генератора, постоянная составляющая коллекторного тока соответственно:

; ; .

Провести проверку выполнения условия . Если условие не выполняется, то следует сменить транзистор, так как из-за умень­шения частоты f гр нельзя получить заданную мощность.

6. Амплитуда тока возбуждения и коэффициент передачи по то­ку в схеме ОБ:

, .

7. Пиковое обратное напряжение на эмиттере:

.

8. Напряжение смещения:

,

где ; ; ; .

9. Диссипативная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора:

;

.

10. Мощность источника питания, КПД:

; .

11. Коэффициент усиления по мощности:

.

12. Мощность возбуждения:

.

13. Мощность рассеяния:

.

14. Диссипативная и реактивная составляющие сопротивления нагрузки, приведенной к внешнему выводу коллектора, в параллельном эквиваленте:

;

.

4. Результаты расчетов
4.1. расчет усилителя мощности
4.1.1. расчет режима работы активного прибора (транзистора)

Выбор транзистора, расчет его режима работы и энергетических параметров выполнен на ЭВМ с помощью программы PAMP1, разработанной на каф. 406, и реализующей методику, описанную в п. 3.1.

Исходные данные:

ЧАСТОТА fвх И МОЩНОСТЬ P1 УСИЛИТЕЛЯ,
ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРА (2Т934А)

f вх =0,25 ГГц;

P 1 =0,0614 Вт;

F 1 =1 ГГц;

R 1 =3 Ом;

R 2 =6 Ом;

R 3 =0,1 Ом;

C 1 =7 пФ;

C 2 =2 пФ;

C 3 =40 пФ;

L 1 =1,3 нГн;

L 2 =3,1 нГн;

L 3 =2,5 нГн;

H =80;

T =160 °;

U 1 =60 В;

U 2 =4 В;

U 3 =0,7 В;

U 4 =1,2 В;

P 2 =7 Вт;

S 1 =0,17;

F 2 =0,4 ГГц;

K 1 =10;

P 3 =3 Вт;

U 0 =19 В.

Результаты расчета:

2Т934А, ОБЩИЙ ЭМИТТЕР, f вх =0,25 ГГц;

ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ

Выходная мощность 0,0614 Вт;

Мощность возбуждения 8,07 мВт;

Коэффициент усиления K УМ =7,60825;

Потребляемая мощность 61,501 мВт;

Мощность потерь 8,1711 мВт;

Коэффициент полезного действия (электронный КПД) ηэ =99,83%.

РЕЗЕРВЫ ТРАНЗИСТОРА

По напряжению на коллекторе 1,582314;

По напряжению на базе 2,439582;

По рассеиваемой мощности 856,669;

Допустимая температура корпуса транзистора 159,8599 °С.

ЦЕПЬ КОЛЛЕКТОРА

Напряжение питания E 0 =19 В;

Амплитуда напряжения 18,91915 В;

Напряженность режима 0,9957449;

Амплитуда коллекторного тока 6,872006 мА;

Постоянная составляющая коллекторного тока I =3,236894 мА;

Диссипативная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки R 1вых УМ =166,933 Ом;

Реактивная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки X 1вых УМ =5,44388 Ом.

ЦЕПЬ БАЗЫ

Напряжение смещения по базе E =1,2 В;

Амплитуда тока возбуждения 0,1756269 А;

Угол отсечки 34,69754 °;

Диссипативная составляющая входного сопротивления Z вх R 1вх УМ =0,5232769 Ом;

Реактивная составляющая входного сопротивления Z вх X 1вх УМ =4,491888 Ом.

4.1.2. расчет элементов принципиальной схемы усилителя мощности

Опираясь на проведенный расчет, получаем:

а) Цепь смещения (параллельная схема с автосмещением).

;

Выбираем R 1 : C2-33Н-0,5-360 Ом±5%,

где Е — напряжение смещения по базе;

I ок — постоянная составляющая коллекторного тока.

Из условий

; ; (см. рис. 5),

где ; R 1вх =R 1вх УМ =0,523 Ом — диссипативная составляющая входного сопротивления базовой цепи, полученная в ходе расчетов на ЭВМ (см. п. 4.1.1.), получаем:

;

Выбираем С 1 : КМ-6-М1500-0,012 мкФ.

;

Выбираем С 4 : К10-17-1-П33-17,16 пФ.

.

Числовой коэффициент 10 введен для обеспечения справедливости вышеприведенных соотношений: «много больше» мы заменяем на «в 10 раз больше».

б) Последовательная схема питания.

Из соотношений

; ; (см. рис. 6),

где r ист — внутреннее сопротивление источника питания, r ист =5 Ом; R 1вых — диссипативная составляющая сопротивления коллекторной нагрузки, R 1вых =R 1вых УМ =166,93 Ом, получаем:

;

Выбираем С 5 : К10-17-1-П33-38,13 пФ.

;

Выбираем С 3 :

.

4.2. расчет умножителя частоты
4.2.1. расчет режима работы активного прибора (транзистора)

Выбор транзистора, расчет его режима работы и энергетических параметров выполнен на ЭВМ с помощью программы MULTIPLY, разработанной на каф. 406, и реализующей методику, описанную в п. 3.2. Исходные данные:

Параметры транзистора

Название транзистора:

2T919A;

Напряжение питания:

E 0 =19 В;

Статический коэффициент передачи тока:

50;

Напряжение приведения по базе:

0,7 В;

Граничная крутизна:

S гр =0,13 См;

Граничная частота:

f гр =1800 МГц;

Емкость коллекторного перехода:

7,5 пФ;

Активная часть емкости коллектора:

2,5 пФ;

Емкость эмиттерного перехода:

50 пФ;

Сопротивление базы:

0,5 Ом;

Сопротивление эмиттера:

0,14 Ом;

Сопротивление коллектора:

0,7 Ом;

Индуктивность вывода базы:

0,14 нГн;

Индуктивность вывода эмиттера:

0,4 нГн;

Индуктивность вывода коллектора:

0,7 нГн;

Допустимая температура перехода:

150 °С;

Критический ток:

1,5 А;

Допустимое напряжение эмиттер-база:

3,5 В;

Допустимая рассеиваемая мощность:

10 Вт.

Результаты расчетов:
Параметры режима транзистора (2T919A, схема с ОБщей базой)

Напряженность граничного режима:

0,781;

Амплитуда коллекторного напряжения:

14,839 В;

Амплитуда n -й гармоники коллекторного тока:

0,07412 А;

Максимальный коллекторный ток:

I к max =0,2912 А;

Постоянная составляющая коллекторного тока:

I =0,05941 А;

Амплитуда тока возбуждения:

0,14176 А;

Пиковое обратное напряжение эмиттер-база:

-1,12179 В;

Напряжение смещения по базе:

E =0,034491 В;

Сопротивление автоматического смещения:

0,580535 Ом;

Диссипативная составляющая входного сопротивления:

R 1вх УЧ =5,4957 Ом;

Реактивная составляющая входного сопротивления:

X 1вх УЧ =-3,4953 Ом;

Коэффициент усиления по мощности:

K УЧ =9,9589;

Мощность возбуждения:

0,0552266 Вт;

Мощность, потребляемая от источника питания:

1,1288 Вт;

Электронный КПД:

ηэ =48,72%;

Рассеиваемая мощность:

0,634064 Вт;

Диссипативная составляющая сопротивления нагрузки:

R 1вых УЧ =180,013 Ом;

Реактивная составляющая сопротивления нагрузки:

X 1вых УЧ =40,34 Ом;

Выходная мощность

P вых УЧ =0,55 Вт;

Коэффициент умножения

n =2;

Угол отсечки

56,0 °;

Входная частота

f вх =0,25 ГГц;

Напряжение питания

E 0 =19,0 В.

4.2.2. расчет элементов принципиальной схемы умножителя частоты

Опираясь на проведенный расчет, получаем:

а) Входная цепь (параллельная схема с автосмещением, рис. 7).

0,579 Ом;

Выбираем R 2 : С2-33Н-0,5-0,560 Ом±5%;

R 1вх =R 1вх УЧ =5,495 Ом;

Аналогично вышесказанному:

;

Выбираем С 7 : КМ-6-М1500-0,011 мкФ.

;

б) Выходная цепь и фильтр-пробка (C 9 , C 10 , L 7 , рис. 8).

;

R 1вых =R 1вых УЧ =180,013 Ом.

Аналогично:

;

Выбираем С 11 : К10-17-1-П33-17,68 пФ.

Емкость C 8 и индуктивность L 6 служат для защиты источника питания от токов высокой частоты. Номинал C 8 рассчитывается из соображений того, чтобы ее сопротивление по высокой частоте было крайне мало, а номинал L 6 выбирается таким, чтобы ее сопротивление по высокой частоте было велико. Номиналы L 2 и C 3 в п. 4.1.2. выбираются из аналогичных соображений.

;

Выбираем С 8 : К10-17-1-П33-630 пФ.

;

Фильтр-пробка (C 9 , C 10 , L 7 ) служит одновременно для выделения колебаний двой­ной (вы­ход­ной) частоты и подавления колебаний входной частоты, чтобы они не про­хо­ди­ли на выход модуля АФАР. Делается это следующим образом. Индуктивность L 7 и емкость C 9 образуют последовательный колебательный контур, причем их номиналы подбираются так, чтобы резонансная частота этого контура ωрез посл совпадала с частотой входного колебания ωвх . Как известно, сопротивление последовательного колебательного контура на резонансной частоте равно нулю, и, следовательно, колебания входной частоты закорачиваются на землю и на выход модуля не попадают. В то же время, L 7 и C 10 тоже образуют колебательный контур, но параллельный, причем их номиналы подбираются так, чтобы резонансная частота этого контура ωрез паралл совпадала с частотой выходного колебания ωвых . Сопротивление параллельного колебательного контура на резонансной частоте стремится к бесконечности, поэтому колебания выходной частоты попадут на выход практически без потерь.

;

Выбираем С 10 : К10-17-1-П33-8,8 пФ.

, где n =2 — коэффициент ум­но­же­ния частоты;

Выбираем С 9 : К10-17-1-П33-26,5 пФ.

;

4.3. расчет СОГЛАСУЮЩих ЦЕПей

Расчет проведен с помощью программы MATCHL, разработанной на каф. 406.

4.3.1. расчет входной СОГЛАСУЮЩей Г-ЦЕПи

Импеданс генератора RS =50 Ом; XS =0;

Импеданс нагрузки RL =R 1вх УМ =0,523 Ом; XL =X 1вх УМ =4,492 Ом;

Ненагруженная добротность цепи=100;

;

;

X 1 =-5,140664, X 2 =0,5948922

Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:

K 2 =67,46906 дБ; K 3 =87,08565 дБ;

Контурный КПД: ηконт =0,902736;

Полоса пропускания 10,28133%.

;

;

Выбираем С 2 : К10-17-1-П33-124 пФ.

4.3.2. расчет межкаскадной СОГЛАСУЮЩей Г-ЦЕПи

Импеданс генератора RS =R 1вых УМ =166,9 Ом; XS =X 1вых УМ =5,44 Ом;

Импеданс нагрузки RL =R 1вх УЧ =5,496 Ом; XL =X 1вх УЧ =-3,495 Ом;

Ненагруженная добротность цепи=55;

;

;

X 1 =-30,62967, X 2 =33,29518

Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:

K 2 =55,77115 дБ; K 3 =75,38773 дБ;

Контурный КПД: ηконт =0,9014694;

Полоса пропускания 18,45297%.

;

;

Выбираем С 6 : К10-17-1-П33-5,2 пФ.

4.3.3. расчет выходной СОГЛАСУЮЩей П-ЦЕПи

а) Левая часть П-цепи

Импеданс генератора RS =R 1вых УЧ =180,0 Ом; XS =X 1вых УЧ =40,3 Ом;

Импеданс нагрузки RL =10,0 Ом; XL =0;

Ненагруженная добротность цепи=60;

;

;

X 1.1 =-42,42937; X 2.1 =42,31098;

Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:

K 2 =50,30438 дБ; K 3 =69,92097 дБ;

Контурный КПД: =0,9312816;

Полоса пропускания 24,25356%.

;

;

Выбираем С 12 : К10-17-1-П33-7,5 пФ.

б) Правая часть П-цепи

Импеданс генератора RS =10,0 Ом; XS =0;

Импеданс нагрузки (RL =50,0 Ом; XL =0);

Ненагруженная добротность цепи=80;

;

;

X 1.2 =-24.99998; X 2.2 =20;

Коэффициенты фильтрации второй и третьей гармоник:

K 2 =35,83519 дБ; K 3 =55,45177 дБ;

Контурный КПД: =0,975;

Полоса пропускания 50%.

;

;

Выбираем С 13 : К10-17-1-П33-12,7 пФ.

;

Общий контурный КПД: ;

5. конструкция модуля АФАР
5.1. Выбор элементной базы

В принципе устройство может быть изготовлено с использованием микрополосковой технологии 1 , поскольку в диапазоне 0,25… 1 ГГц такая технология применяется достаточно широко, но в нашем случае получается реализовать изделие на сосредоточенных элементах, поскольку нам удалось выбрать сосредоточенные резисторы и конденсаторы для данного диапазона частот (пп. 4.1. и 4.2.). Внешний вид и геометрические размеры выбранных элементов показаны на рис. 13… 17.




Так как стандартные индуктивности рассчитанных нами номиналов (пп. 4.1. и 4.2.) отсутствуют в номенклатуре элементной базы, производимой радиоэлектронной промышленностью, мы изготовим индуктивности из отрезков прямых проводников диаметром 0,5 мм.

Известно, что индуктивность L отрезка проводника круглого сечения длиной l равна

,

где d — диаметр проводника, причем d и l необходимо подставлять в сантиметрах, тогда L получится в нГн.

С помощью пакета Mathcad Professional 7 было проведено исследование зависимости индуктивности отрезка проводника круглого сечения от его длины для трех различных диаметров (d =0,5 мм (рис. П.1.1.), d =0,6 мм (рис. П.1.2.), d =1,0 мм (рис. П.1.2.), файлы ind05mm.mcd, ind06mm.mcd, ind1mm.mcd соответственно, см. Приложение 1 ).

Из представленных зависимостей видно, что для данного значения индуктивности (например, 30 нГн) самым коротким будет самый тонкий проводник (l =32,8 мм, (d =0,5 мм), l =34 мм, (d =0,6 мм), l =37,2 мм, (d =1 мм)).

Следовательно, индуктивности L 1 , …, L 8 будем изготавливать из отрезков проводника диаметром d =0,5 мм. Длину отрезка будем вычислять по полученной номограмме (рис. П.1.1.). Таким образом,

L 1 =0,378 нГн: 1,5 мм;

L 2 =3,32 нГн: 6 мм;

L 3 =31,83 нГн: 34 мм;

L 4 =21,19 нГн: 25 мм;

L 5 =34,98 нГн: 37 мм;

L 6 =15,6 нГн: 19 мм;

L 7 =11,46 нГн: 15 мм;

L 8 =19,82 нГн: 23,5 мм.

5.2. Выбор типоразмера печатной платы

Исходя из жестких требований, предъявляемых к изделию (устанавливается на борту ЛА), в частности к его размерам и в особенности к массе, необходимо насколько возможно повысить плотность упаковки (интеграции) элементов на печатной плате, в связи с чем мы выбираем коэффициент дезинтеграции K д равным 2.

Для выбора типоразмера печатной платы необходимо вычислить суммарную площадь, занимаемую элементами, умножить ее на коэффициент дезинтеграции K д и из стандартного ряда типоразмеров выбрать плату равной или чуть большей площади. Площади, занимаемые элементами, приведены в табл. 1.

Суммарная площадь элементов:

S Σ =2(196·1+175·1+0,75·1+3·1+17·1+12,5·1+18,5·1+9,5·1+7,5·1+11,75·1+13,2·2+
+31,28·10+31,28·1+42,25·2)=1834,58 мм2 .

Выбираем плату размером 35´60 мм; S =2100 мм2 .

5.3. Технология изготовления печатной платы

Печатную плату будем изготавливать субтрактивным методом, суть которого заключается в следующем. На поверхность фольгированной печатной платы наносится фоторезист, поверх которого размещается негативный фотошаблон, отражающий конфигурацию и расположение печатных проводников, т. е. имеющий прорези и отверстия в тех местах, где должны быть расположены токоведущие участки. Во время экспонирования эти участки окажутся засвеченными. После экспонирования фоторезист задубливают, т. е. помещают плату в специальный раствор, в котором засвеченные участки фоторезиста становятся нерастворимыми. После задубливания следует этап травления, в ходе которого незасвеченный фоторезист и фольга, находящаяся под ним, растворяются в травящем растворе. Потом остатки задубленного фоторезиста также удаляются. После смывания остатков фоторезиста плату высушивают, покрывают защитным лаком и устанавливают на нее элементы. В нашем случае вполне допустима пайка волной припоя, с тем условием, что транзисторы будут установлены отдельно — в последнюю очередь, т. к. они чувствительны к перегреву и имеют планарные выводы.

Таблица 1

Элемент

Площадь, мм2

Количество, шт.

Транзисторы

2Т934А

S =196 мм2 ;

1

2Т919А

S =175 мм2 ;

1

Индуктивности

L 1

S =0,75 мм2 ;

1

L 2

S =3 мм2 ;

1

L 3

S =17 мм2 ;

1

L 4

S =12,5 мм2 ;

1

L 5

S =18,5 мм2 ;

1

L 6

S =9,5 мм2 ;

1

L 7

S =7,5 мм2 ;

1

L 8

S =11,75 мм2 ;

1

Резисторы

С2-33Н

S =13,2 мм2 ;

2

Конденсаторы

К10-17-1-П33

S =31,28 мм2 ;

10

К10-17-1-М750

S =31,28 мм2 ;

1

КМ-6-М1500

S =42,25 мм2 ;

2

5.4. Конструкция корпуса модуля АФАР

Поскольку изделие устанавливается на борту ЛА и будет подвержено перепадам давления, целесообразно обеспечить герметизацию корпуса изделия с помощью эластичной прокладки. Помимо этого, бортовая аппаратура должна быть вибропрочной и виброустойчивой, и в то же время достаточно легкой. Исходя из этого, корпус модуля АФАР логично будет изготовить из алюминия методом литья.

Кроме того, в корпусе будут иметь место три отверстия для трех разъемов — двух высокочастотных (сигнальных) — входного и выходного и низкочастотного разъема для подачи питания. Все разъемы также из соображений виброустойчивости необходимо оснастить защелками, препятствующими произвольному рассоединению модуля и бортовых коммуникаций.

Печатная плата будет притянута к днищу корпуса четырьмя винтами, входящими в отверстия по углам платы и ввинчивающимися в четыре бобышки, составляющими единое целое с днищем корпуса. Помимо этого, для удобства размещения и закрепления модуля АФАР на борту ЛА, необходимо предусмотреть нечто вроде салазок, проходящих вдоль днища корпуса.

Для обеспечения ремонтопригодности корпус изделия надлежит сделать ограниченно разборным: щель между крышкой и основанием корпуса будет запаяна, а в шов будет проложена проволока, оканчивающаяся петлей. В случае необходимости проволоку можно будет вытянуть, разрушив пайку, и снять крышку корпуса.

Литература

1. Грановская Р. А. Расчет каскадов радиопередающих устройств. — М.: МАИ, 1993.

2. Грановская Р. А. (ред.) Проектирование активных элементов модулей АФАР дециметрового диапазона. Учебное пособие. — М.: МАИ, 1980.

3. Грановская Р. А. (ред.) Проектирование активных элементов модулей АФАР сантиметрового диапазона. Учебное пособие. — М.: МАИ, 1980.

4. Транзисторы. Справочник (Массовая радиобиблиотека) — М.: «Радио и связь», 1989.

5. Полупроводниковые приборы: транзисторы. Справочник. — М.: «Энергоиздат», 1982.

6. Масленников М. Ю., Соболев Е. А., Соколов Г. В., Соловейчик Л. Ф., Переверзева А. В., Федотов Б. А. Справочник разработчика и конструктора РЭА. Элементная база (книга I). М.: «Энергоатомиздат», 1993.

7. Александров К. К., Кузьмина Е. Г. Электротехнические чертежи и схемы. — М.: «Энер­го­атомиздат», 1990.

8. Истомин А. Н., Породин Б. М. Методические указания к выполнению РГР по расчету элек­тро­преобразовательных устройств. — М.: МАИ, 1992.

1 I кр — значение тока коллектора, при достижении которого час­тота падает на 3 дБ (в два раза) по отношению к ее максимальному значению при заданном напряжении коллектор-эмиттер.

1 По-хорошему-то!