Бестрансформаторный усилитель мощности звуковых частот (стр. 2 из 4)

Рис.4

В различных модификациях усилителей используются дифференциальные каскады, операционные усилители и т.д. Конкретные схемные решения для таких усилителей будут рассмотрены в следующем разделе данного пособия.

Наиболее высококачественные и мощные усилители работают от двух источников питания. На рис.5 приведен фрагмент схемы выходного каскада такого класса. В режиме покоя через транзисторы протекает малый ток

.

Поскольку точка С подсоединена к корпусу, то потенциал точки А относительно корпуса буден равен нулю. Постоянный ток через нагрузку не протекает. Таким образом нет необходимости в использовании какого-либо элемента связи между выходным каскадом и нагрузкой.

Расчет УМЗЧ

Принципиальная схема наиболее простого и часто применяемого бестрансформатор- ного УМЗЧ с одним источником питания приведена на рис.6. Принцип ее работы и методика расчета описаны практически во всех учебниках. Однако следует обратить внимание на три обстоятельства. Существенный недостаток усилителя состоит в том, что ток покоя транзистора VT2, который может измеряться десятками миллиампер, протекает через нагрузку

. Это не всегда допустимо. Второе замечание связано с описанием принципа действия каскада на основе транзистора VT2. В литературе можно встретить утверждение о том, что каскад на основе VT2 работает с использованием "вольт добавки". Необходимо сделать некоторые пояснения.

Рис.6

Выходной каскад - эмиттерный повторитель (ЭП) на комплементарных транзисторах VT3 и VT4 с параллельным возбуждением, работающий в режиме класса АВ. Его коэффициент усиления по напряжению близок к единице. Поэтому для обеспечения в нагрузке максимальной мощности в идеале на выходной каскад надо подавать сигнал с амплитудой 0,5Ео. Таким образом, транзистор VT2 должен предельно использоваться по напряжению от полного открывания (

) до полного запирания (режим отсечки), в режиме покоя потенциал его коллектора относительно корпуса равен - 0,5Ео. Реально это значение больше с учетом падения напряжения . Поэтому в цепь эмиттера нельзя включать резистор для стабилизации тока покоя.

Каскад на VT2 работает, в режиме класса А. Ток покоя VT2

должен быть заметно больше амплитуды базового тока выходных транзисторов. Если бы резистор R7 был подключен непосредственно к корпусу, то R7=0,5Ео/ . Величина сопротивления R7 оказывается достаточно малой, т.е. коэффициент усиления каскада на VT2 также невелик.

В режиме покоя конденсатор С4 заряжен до напряжения 0,5Ео. Его емкость выбирается столь большой, что за период сигнала это напряжение практически не меняется. Тогда при полном открывании VT4 по отношению к VT2 ,VT3 и их нагрузкам С4 и Eо оказываются включенными последовательно, т.е. общее напряжение источника питания составляет порядка 1,5Ео. Таким образом удается увеличить амплитуду входного и, следовательно, выходного сигнала.

При отключении нагрузки для обеспечения возможности настройки усилителя ставится резистор R10 (R10 ~ 40

).

Экономичный режим работы такого выходного каскада достигается за счет правильного выбора напряжения смещения. Часто приходится ставить резистор, изображенный на рис.6 пунктиром.

Более совершенная схема УМЗЧ, лишенная некоторых указанных выше недостатков, представлена на рис.7. Чувствительный элемент схемы термокомпенсации тока покоя выходного каскада выполнен в виде транзистора VT3, который размещается непосредственно на радиаторе выходного транзистора. При увеличении температуры происходит смещение его выходных характеристик и увеличение

, вследствие чего падение напряжения на VT3 уменьшается, т.е. уменьшается смещение на выходных транзисторах. Эта схема термокомпенсации работает в несколько раз эффективнее чем при использовании одного диода (см. рис.6). С помощью переменного резистора R8 оказывается очень удобно устанавливать ток покоя оконечного каскада.

Нагрузкой транзистора VT2 теперь уже не является резистор, а генератор стабильного тока (ГСТ) на транзисторе VT4 с элементами термокомпенсации тока покоя в виде диодов VD1, VD2 и выходное сопротивление оконечного каскада. Сопротивление VТ4 для постоянного тока много меньше, чем для переменного. На рис.8 для примера приведено семейство выходных характеристик транзистора, на котором отмечена точка покоя при

В, мА. Тогда внутреннее сопротивление VT4 для постоянного тока составит . Для переменного тока , где и – достаточно малые приращения напряжения и тока. В конкретном случае . В рассмотренном примере не учтен резистор R10. За счет него незначительно увеличивается сопротивление нагрузки VT4 по постоянному току и существенно по переменному. За счет R10 будет действовать местная ООС по току, существенно увеличивающая выходное сопротивление VT4, т.е. сопротивление нагрузки VT2.

Сопротивление резисторов R11 и R12 составляют десятые доли Ома. Они ставятся не только для некоторого симметрирования плеч выходного каскада за счет введения местной ООС, но и несколько ограничивают ток VT5, VT6 при перегрузке каскада.

Стабильность потенциала в точке соединения резисторов R11 и R12, равного 0,5Ео, увеличивается при охвате всего усилителя по постоянному току через резистор R6 ООС по напряжению (последовательная по входу). Глубина ООС по переменному току задается резисторами R5, R6.

Описанная схема УМЗЧ широко применяется в усилителях, работающих от одного источника питания. Можно предложить следующий примерный порядок ее расчета.

4) Расчет выходного каскада УМЗЧ

По заданным мощности в нагрузке Р_н и сопротивлению нагрузки R_н и определяются амплитуды напряжения и тока:

U_mn=

2P_нR_н, U_mn=

2*6*16=13,856(В)

I_mn= U_mn/ R_н=13,856/16=0,866(А)

Сопротивление резисторов R_э=R₁₁+R₁₂ в цепи эмиттеров выбирается много меньше R_н(иначе сильно падает КПД).

Пусть:

R_э=0,05 R_н , R_э=0,05*16=0,8(Ом)

Рассчитывается напряжение источника питания :

Е₀≥2[I(R_э+ R_н)+1.5U_нас] , Е₀≥2[0.866(0.8+16)+1.5*1.5] ≥ 33.5976

где U_нас - напряжение насыщения транзистора , которое для кремниевых транзисторов составляет порядка 1В, а 1,5- коэффициент запаса.

Окончательно величина Е₀ выбирается согласно ряду ГОСТа в сторону большего номинала.

Тогда напряжение покоя и рассеиваемая мощность на выходных транзисторах будут равны:

U_к=0,5Е₀; U_к=0,5*33.5976=16.7988(В)

Р_к=0,101 U²_к/ R_н, Р_к=0,101*(16.7988)²/16=1,781(Вт)

Выбор транзистора производится при соблюдении следующих условий:

Р_кmax≥1.3 Р_к; Р_кmax≥1,3*1,781=2,3(Вт)

U_КЭmax≥1.2Е₀; U_КЭmax>=1.2*33,5976=40,3171(В)

I_Kmax≥1.2 I_mn; I_Kmax≥1.2*0,866=1,0392(А)

f_h21К≈ f_h21Э≥(3…5)f_в; f_h21К≈ f_h21Э≥ (24…40)

где Р_кmax ,U_КЭmax,I_Kmax, f_h21Киf_h21Э- соответственно предельная рассеиваемая на коллекторе мощность, предельные напряжения коллектор-эмиттер и ток коллектора , верхняя граничная частота транзистора в схеме включения с общим эмиттером и общим коллектором , а f_в- верхняя рабочая частота сигнала.

Иногда в справочниках вместо частоты f_h21Э, указывается частота f_h21Били f_Т. f_h21Б-это предельная частота коэффициента передачи тока h_21Бв схеме с общей базой , т.е. частота на которой этот коэффициент уменьшается до уровня 0,7 по сравнению с областью нижних частот.

После того, как было произведено часть расчетов, происходит выборка транзистора по полученным параметрам, из выше приведенных формул. В моем случае подходит германиевый транзистор: ГТ403, для которого h_21Э=30.