Однополосный связной передатчик (стр. 1 из 2)

Федеральное агентство по образованию

ГОУ ВПО Уральский государственный технический университет - УПИ

Кафедра «Высокочастотных средств радиосвязи и телевидения»

КУРСОВАЯ РАБОТА

"ОДНОПОЛОСНЫЙ СВЯЗНОЙ ПЕРЕДАТЧИК"

Екатеринбург 2007

Задание на разработку

Однополосный связной передатчик

- диапазон рабочих частот 3,0 – 30,0 МГц;

- мощность Р = 10,0 Вт;

- сопротивление фидера W = 50 Ом;

- подавление внеполосных излучений 50 дБ;

- питание от сети 220 В 50 Гц.

Выбор структурной схемы передатчика

В соответствии с техническим заданием проектируется связной передатчик с однополосной модуляцией.

Связные передатчики коротковолнового диапазона (f = 1,5-30,0 МГц) работают в режиме однополосной модуляции (ОМ). Однополосный сигнал формируется фильтровым методом на относительно низкой частоте (500 кГц) и переносится с помощью преобразователей частоты в рабочий диапазон. Многократное преобразование сигнала сопровождается появлением большого числа комбинационных составляющих, которые при неудачном выборе частот преобразования могут попасть на вход усилителя мощности и создать помехи вне рабочего диапазона передатчика.

Структурная схема современного диапазонного передатчика с однополосной модуляцией должна строиться так, чтобы снизить вероятность излучения паразитных колебаний и свести к минимуму число перестраиваемых цепей в промежуточных и оконечном каскадах передатчика.

Рассмотрим вариант структурной схемы диапазонного передатчика с ОМ, удовлетворяющего изложенным выше требованиям (рис. 1).

Рис. 1. Структурная схема однополосного передатчика

Звуковой сигнал с микрофона (М) усиливается усилителем низкой частоты (1) и попадает на балансный модулятор БМ1 (2). На второй вход БМ1 поступает напряжение с опорного генератора (3) с частотой f₀. Частота этого генератора стабилизирована кварцем. Значение частоты f₀ определяется АЧХ электромеханического фильтра (ЭМФ) и выбором рабочей боковой полосы (верхней или нижней) и составила f_{0 =} 500 кГц. На выходе первого балансного модулятора получается двухполосный сигнал с ослабленной несущей. Степень подавления несущей частоты на выходе передатчика (в антенне) определяется балансным модулятором и ЭМФ, а нежелательной боковой полосы - только параметрами ЭМФ. Последующие каскады не могут изменить степень подавления этих составляющих однополосного сигнала.

С выхода ЭМФ однополосный сигнал поступает на второй балансный модулятор (5). На другом его входе - сигнал вспомогательной частоты f₁. Частота f₁ выбирается выше верхней рабочей частоты передатчика - f_B. При таком выборе комбинационная частота на выходе БМ2 f₁ + f₀ также будет выше верхней частоты рабочего диапазона передатчика. Следовательно, колебания вспомогательного генератора f₁ и продукты преобразования первого порядка с частотами f₁ + f_0, если они попадут на вход усилителя мощности, не создадут помех в рабочем диапазоне проектируемого передатчика.

Относительная расстройка между комбинационными частотами на выходе БМ2, как правило, не велика, поэтому селекция нужной комбинационной частоты должна осуществляться пьезокерамическим фильтром (ПФ) или фильтром на поверхностных акустических волнах (7). Полоса пропускания этого фильтра должна быть не меньше полосы прозрачности ЭМФ.

Однополосный сигнал с выхода ПФ в балансном модуляторе БМ3 (8) смешивается с частотой f₂. Источником этих колебаний служит синтезатор сетки дискретных частот, генерирующий сетку в диапазоне f_2H-f_2Bс заданным шагом. Частота f₂ выбирается выше f₁, то есть выше рабочего диапазона. Частоты рабочего диапазона от f_Н до f_B получаются на выходе БМ3. Они равны разности частот f₂ и промежуточной частоты на выходе полосового фильтра(7) f = f₂ - f₁ - f₀.

Эти частоты выделяются фильтром нижних частот (10), частота среза которого равна верхней частоте рабочего диапазона f_B.

Однополосный сигнал формируется на малом уровне мощности 1 - 5 мВт. До заданного уровня на выходе передатчика он доводится линейным усилителем мощности, число каскадов в котором определяется величиной сквозного коэффициента усиления: К_Р = Р₁/Р_ВХ,

где Р₁ - мощность в коллекторной цепи оконечного каскада передатчика,

Р_ВХ - мощность однополосного сигнала на выходе ФНЧ (10).

Цепи связи промежуточных каскадов делают широкополосными, перекрывающими весь диапазон передатчика. Здесь не ставится задача фильтрации высших гармоник, решается только проблема согласования входного сопротивления следующего каскада с выходным предыдущего. Широкое применение находят трансформаторы на длинных линиях (ТДЛ) и цепи, обеспечивающие постоянное входное сопротивление усилительного каскада.

К достоинствам передатчика, выполненного в соответствии со структурной схемой рис. 1, следует отнести следующее:

-минимальное число коммутируемых цепей. Изменяется только частота синтезатора и коммутируется фильтрующая цепь на выходе передатчика,

-малая вероятность возникновения внеполосных излучений как следствие особенностей выбора частот преобразования.

Выбор схемы оконечного каскада

В диапазоне частот до 30...100 МГц применение двухтактной схемы обусловлено возможностью перевода транзисторов для работы с отсечкой тока коллектора в режиме класса В (θ = 90 градусов) и тем самым повышения КПД при сохранении гармонического напряжения на выходе без включения фильтрующих LC-цепей.

Наиболее просто двухтактные генераторы выполнить на комплементарных транзисторах (с разным типом n-p-n и p-n-p проводимости), поскольку отпадает необходимость установки фазовращателя на 180 градусов на входе и на выходе одного из транзисторов. В этом случае транзисторы включаются параллельно по переменному току по входу и выходу. Однако из-за определенных технологических трудностей нельзя сделать радиочастотные p-n-p-кремниевые биполярные транзисторы с параметрами, близкими к параметрам n-p-n-транзисторов, в частности оказываются существенно разными температурные зависимости их основных параметров. В связи с этим двухтактные генераторы радиочастот строят на транзисторах одного типа проводимости.

Помимо получения необходимых фазовых сдвигов 180 градусов первостепенной проблемой в двухтактных ГВВ на радиочастотах является обеспечение короткозамкнутой нагрузки на частотах четных гармоник. Это требование является решающим и определяющим построение двухтактных ГВВ: на частотах приблизительно до 100 МГц их строят на обычных транзисторах и широкодиапазонных трансформаторах, а на частотах приблизительно от 100 до 2000 МГц - на балансных транзисторах и LC-элементах в качестве ЦС.

В коллекторной цепи трансформатор Т2 симметрирует напряжения основной частоты на коллекторах транзисторов и обеспечивает замыкание четных гармоник коллекторных токов с возможно малым сопротивлением, а трансформаторы Т3 осуществляют переход к несимметричной нагрузке. Питание подается через блокировочные дроссели Lбл. Поскольку постоянные составляющие коллекторных токов должны быть примерно одинаковыми, а через проводники Т2 они протекают в противоположных направлениях, то создается только незначительное дополнительное подмагничивание в магнитопроводе Т2.

Для подключения нагрузки к коллекторам транзисторов используется трансфоматор-линия Т3 с волновым сопротивлением Z3 = Rн = Rэк/2 и продольным напряжением на ней Uпр = Uк и током Iл = Iн = Iк1.

Важно, чтобы результирующая проводимость линий Т2 и Т3 с учетом проводимости выходной емкости транзистора Ск принимала максимальное значение на частотах 2fр, 4fр..., где fр находится на интервале fв...fн. Если это не обеспечивается, напряжение на коллекторе с частотой этих гармоних резко возрастает, транзистор может перейти в перенапряженный режим, и, как следствие этого возрастают нелинейные искажения сигнала с переменной амплитудой на выходе генератора.

Входное сопротивление линии Т2 для противофазных составляющих (первой и нечетных гармоник коллекторного тока) определяется сопротивлением разомкнутой линии и при малой ее длине носит емкостной характер. Его эквивалентная емкость Сэк = lэ/2с0*Zc2. Можно считать, что конденсатор Сэк подключается параллельно транзистору и его емкость вместе с выходной емкостью Ск шунтируют нагрузку. Поэтому должно обеспечиваться условие 1/2fв(Ск+Сэк) > (10...20)Rэк. Практически, чтобы обеспечивались одновременно перечисленные требования, волновое сопротивление линии Т2 выбирается равным или близким к Rэк, а ее электрическая длина не более 0,02

Входной трансформатор Т1 обеспечивает последовательное и противофазное включение транзисторов по входу по высокой частоте и одновременно осуществляет переход к несимметричной нагрузке для предыдущего каскада при коэффициенте трансформации 1:1. Между Т1 и транзисторами включается цепь коррекции, которая не только выравнивает коэффициент усиления по мощности двухтактного генератора по диапазону, но и обеспечивает резистивное входное сопротивление Rвх. Поэтому волновое сопротивление линии Т1 выбирают равным Rвх, и при этом нет ограничений на ее длину. Вместо Т1 и Т3 можно применять трансформаторы на линиях с повышением входного и нагрузочного сопротивлений.

Выбор активного прибора

Требованию по частоте удовлетворяют следующие транзисторы: 2Т912А, КТ927А, 2Т944А, 2Т950Б, 2Т951Б, 2Т955А, 2Т956А,2Т957А, 2Т967А, 2Т980А. В принципе эти же транзисторы и удовлетворяют условию по мощности, но большинство из них могут обеспечивать мощность в нагрузке много больше требуемой. Это нежелательно. Оставим из этого ряда лишь те, которые наиболее близки к требуемой мощности. Таким образом, остаются 2Т951Б и 2Т955А. Эти транзисторы очень близки по параметрам и можно было бы выбрать любой из них, но остановимся на 2Т955А так как у него немного больше граничная частота.