Однополосный связной передатчик Характеристика и (стр. 3 из 5)

a* = 0,265

s* = 15,987

2. Находим коэффициенты:

; , где

; ; ;

a = 0,675 > a* = 0,265

s = 3,24 < s* = 15,987

3. Расчет резистора r_ДОП и корректирующих элементов:

r_ДОП = 3,454 Ом

Примем r_ДОП = 3,3 Ом

a** = 0,056 < a = 0,675

L_ДОП = 37,44 нГн

4. Рассчитываем резистор r_ПАР и элементы комплексного сопротивления Z_ПАР:

r_ПАР = r_{ВХ ОЭ} + r_ДОПr_ПАР = 4,178 Ом

Примем r_ПАР = 4,3 Ом

С_ПАР = 2,337 нФ

Примем С_ПАР = 2,2 нФ

L_ПАР = С_{ВХ ОЭ}×(r_{ВХ ОЭ} + r_ДОП)²L_ПАР = 47,51 нГн

R_ПАР = 1,244 Ом

Примем R_ПАР = 1,2 Ом

5. Результирующее входное сопротивление цепи связи:

Z_ВХ = R_ВХå = r_{ВХ ОЭ} + r_ДОПR_ВХå = 4,178 Ом

6. Амплитуда входного напряжения:

U_ВХ = 2,82 В

7. Мощность, потребляемая от предыдущего каскада:

P_ВХ = 0,5×U_ВХ²/ R_ВХåP_ВХ = 0,952 Вт

8. Коэффициент усиления по мощности:

К_Р = 27,474

9. Мощность, рассеиваемая на резисторах r_ДОП, r_ПАР:

Pr_ДОП = 0,157 Вт

Pr_ПАР = 0,504 Вт

РАССЧЕТ ЦЕПЕЙ ПИТАНИЯ

При включении транзисторов по схеме с ОЭ величина напряжения смещения Е_Б определяется амплитудой тока базы I_Б и углом отсечки коллекторного тока q. Для достижения q = const при изменении I_Б = var смещение должно быть комбинированным – внешнее от источника Е_ВН и автосмещение от постоянной составляющей I_Б0 на сопротивлении R_АВТ в цепи базы транзистора:

Е_Б = Е_ВН - I_Б0× R_АВТ. Чтобы получить q = 90°, необходимо обеспечить R_АВТ > R_Д. Для этого используем схему, приведенную на рисунке 6. Здесь при R1 >> R2 сопротивление R_АВТ = R_Д + R2.

Рисунок 6. Схема оконечного каскада.

R2 = 21,006 Ом

Примем R2 = 22 Ом

R1 = 732,286 Ом

Примем R1 = 750 Ом

Ток через резисторы R1 и R2:

I_ДЕЛ = 0,031 А

Мощность, рассеиваемая на резисторах R1, R2:

P_R1 = I_ДЕЛ²×R1P_R1 = 0,725 Вт

P_R2 = (I_ДЕЛ- I_Б0)²×R2P_R2 = 0,436 мВт

Следует отметить, что если автосмещение должно быть безинерционным, чтобы успевать следить за изменением огибающей ОМ сигнала, то внешнее смещение – наоборот, инерционным. Это накладывает ограничения на величины блокировочных конденсаторов в цепи питания. Укажем также, что для связного передатчика F_Н = 300 Гц, F_В = 3400 Гц.

С_БЛ1 ³ 0,318 мкФ

Примем С_БЛ1 = 0,47 мкФ

С_БЛ2 £ 0,11 мкФ

Примем С_БЛ2 = 0,1 мкФ

С_БЛ3 ³ 0,159 мкФ

Примем С_БЛ3 = 0,22 мкФ

L_БЛ ³ 11,05 мкГн

В качестве L_БЛ применим ВЧ дроссель ДМ-2,4-20.

РАСЧЕТ СОГЛАСУЮЩЕЙ ЦЕПИ

Как уже было отмечено, разрабатываемый передатчик должен обеспечивать работу на нагрузку (фидер) сопротивлением W_Ф = 75 Ом. Для выполнения этого требования в состав передатчика (а именно на выходе усилителя мощности) необходимо включить согласующую цепь. Применим здесь трансформатор на линиях с коэффициентом трансформации N = 9. Этот выбор обусловлен низкими значениями согласуемых сопротивлений, при которых обычные широкополосные трансформаторы имеют низкий КПД из-за влияния индуктивности рассеяния.

Исходные данные для расчета:

- R_Н = W_Ф = 75 Ом – сопротивление нагрузки трансформатора

- R_ВХ = R_ЭК = 8,333 Ом – входное сопротивление трансформатора

- N = 9 – коэффициент трансформации сопротивлений

- диапазон рабочих частот от f_Н = 6 МГц до f_В = 11 МГц

- мощность в нагрузке трансформатора ( на входе фильтрующей цепи )

P_Н = Р_{Ф МАКС} / h_Ф » 24 Вт

- неравномерность АЧХ на f_Н трансформатора примем равной

a₁ = 0,1 ( К_Б.ТР > 0,895 )

Схема трансформатора приведена на рисунке 7.

Рисунок 7. Схема согласующей цепи.

1. Необходимое волновое сопротивление линии:

Z_С.ТРЕБ = 25 Ом

2. Амплитудные значения напряжения и тока в нагрузке:

U_Н = 60 В

I_Н = 0,8 А

Напряжения и токи на линиях:

U_Л = U_Н/3U_Л = 20 В

I_Л = I_НI_Л = 0,8 А

Продольные напряжения на линиях:

U_ПР1 = 2 × U_ГU_ПР1 = 40 В

U_ПР2 = U_ГU_ПР2 = 20 В

U_ПР3 = 0

Требуемые индуктивности:

L_{ПР.ТРЕБ.1} ³ 13,263 мкГн

L_{ПР.ТРЕБ.2} ³ 6,631 мкГн

L_{ПР.ТРЕБ.3} = 0

3. Выбираем коаксиальную линию КВФ – 25 с волновым сопротивлением Z_С = 25 Ом.

4. Оценим геометрическую длину линий:

, где

Q < ( 18 ¸ 54 )° при Z_С » Z_С.ТРЕБ. Примем Q = 18 °

С = 3×10¹⁰ – скорость света

e = 2,1 – диэлектрическая проницаемость диэлектрика

l_Л » 94 см

5. Выбираем марку феррита 200 ВНС. Его параметры приведены в таблице 1.

Таблица1.

Марка феррита	mН		Q, не менее ( при В, Тл )		fИЗМ, МГц
	Номинальное значение	Предельное отклонение	0,0010	0,0200
200 ВНС	200	± 20	130	80	3,0
			70	50	6,0
			40	-	10,0
			20	-	30,0

Значение магнитной индукции:

В_{fнРАБ.МАКС.} £ ( 0,014 ¸ 0,031 ) Тл на частоте f_Н = 6 МГц при допустимых удельных тепловых потерях в феррите Р_Ф¢ = ( 0,2 ¸ 1,0 ) Вт/см³ и Q = 70

Поскольку В_{fнРАБ.МАКС.} >> 0,001 Тл, уточняем при Q = 50

В_{fнРАБ.МАКС.} £ ( 0,012 ¸ 0,026 ) Тл

Аналогично определяем значение В_{fвРАБ.МАКС.} на частоте f_В = 11 МГц при Q = 40

В_{fвРАБ.МАКС.} £ ( 0,008 ¸ 0,017 ) Тл

С запасом примем В_{fнРАБ.МАКС.} = 0,01 Тл; В_{fвРАБ.МАКС.} = 0,006 Тл.

6. Выбираем многовитковую конструкцию. Она удобна при использовании гибких линий достаточной длины, что позволяет наматывать их на ферритовые кольца.

Определим минимальный объем феррита для первой линии:

V_МИН1 = 0,213 см³ на f_Н = 6 МГц

При расчетах на f_В = 11 МГц минимальный объем феррита получается еще меньше ( V_МИН1 = 0,176 см³ ). Однако на кольце малого размера не удастся разместить кабель диаметром b = 2,49 мм и длиной l_Л = 94 см. Поэтому применим кольцо К28´16´9 (D = 2,8 см; d = 1,6 см; h = 0,9 см) . Его площадь поперечного сечения и объем:

S₁ = 0,5×h×(D – d)S₁ = 0,54 см²

V₁ = 0,25×p×( D² – d² ) ×hV₁ = 3,732 см³ > V_МИН1 = 0,213 см³