Линий передачи (стр. 7 из 8)

а) б) б)

Рисунок 28 - Диэлектрические шайбы для коаксиальной линии

Это осуществлено в так называемой утопленной шайбе (рис. 28б), которая с целью облегчения процесса сборки тракта может быть разрезана по диаметру.

Диэлектрические шайбы снижают электрическую прочность тракта из-за облегчения условий пробоя по поверхности шайбы в результате роста напряженности поля в малом, но неизбежном зазоре между шайбой и центральным проводником линии. Для увеличения электрической прочности на поверхности шайбы выполняют концентрические канавки и выступы (рис. 28в).

На сантиметровых волнах в жестких коаксиальных линиях широко применяются для крепления центрального проводника металлические изоляторы - жесткие параллельные короткозамкнутые шлейфы длиной четверть длины волны λ_в/4 (рис. 29а). Металлические изоляторы не нарушают согласований тракта на рабочей длине волны, т.к. их входное сопротивление на резонансной частоте стремится к бесконечности и не шунтирует линию. Они почти не снижают электрической прочности и вносят незначительные дополнительные потери. Однако такой изолятор является узкополосным, так как при изменении частоты изменяется электрическая длина шлейфа и в тракт вносится рассогласование.

Рисунок 29 – Металлические изоляторы для коаксиальной линии

Широкополосный металлический изолятор (рис. 29б) кроме металлического изолятора λ_в/4 содержит полуволновый трансформатор с пониженным волновым сопротивлением Z_{в тр}, т.е. с утолщенным диаметром центрального проводника. Значение Z_{в тр} может быть выбрано таким образом, что изолятор оказывается идеально согласованным не только на центральной частоте, но и еще на двух частотах: выше и ниже основной частоты. Кривая КСВ приобретает осциллирующий характер, а полоса и уровень согласования определяются положением и уровнем горбов.

Рисунок 30 – Частотная характеристика КСВ широкополосного металлического изолятора и ее параметры

Соответствующая осциллирующая зависимость КСВ в согласованном тракте с широкополосным изолятором при Z_{в тр} = 0,8 показана на рис. 30а. При изменении волнового сопротивления Z_{в тр} параметры частотной характеристики (уровень горбов и полоса согласования по этому уровню ∆fс/f₀) изменяются, как показано на рис. 30б. Рабочая полоса частот широкополосного металлического изолятора по уровню допустимого КСВ 1,1 достигает 80 % от центральной частоты.

9. Методические указания

9.1. Выбор размеров сечения прямоугольного волновода

Размеры поперечного сечения прямоугольных волноводов (разделы 6.1) выбираются в соответствии с заданными полосой частот и мощностью. Обычно прямоугольный волновод работает на основном типе колебаний - волне Н₁₀, в которой электромагнитное поле имеет одну вариацию по широкой стенке волновода «а» и однородно по узкой стенке «b». Как правило, используется соотношение а/b ≥ 2. В этом случае первым высшим типом является волна Н₂₀. Соответствующие критические длины волн: λ_крН10 = 2а, λ_крН20 = а.

Рабочий диапазон частот ограничен значениями f_верх=с/a, f_нижн=с/2а, где с – скорость света.

Таким образом, максимальная ширина полосы частот определяется из неравенства с/а>f>с/2а, а размер стенки - из соотношений λ₀ > а > λ₀/2, где λ₀=с/f.

В некоторых случаях используется квадратный волновод, где а = b , для которого волны Н₁₀ и Н₀₁ являются вырожденными, то есть они имеют разную структуру поля, но одинаковый частотный диапазон. При этом первым высшим типом являются волны Н₁₁ и Е₁₁ с критической длиной волны λ_крН,Е11 =

Квадратный волновод применяется для питания антенны с круговой поляризацией поля излучения или для излучения двух ортогональных линейных поляризаций. Диапазон частот квадратного волновода меньше, чем для прямоугольного, так как f _верх / f _ниж= =1,41.

Практически используемая часть полосы пропускания прямоугольного волновода меньше, чем соотношение предельных верхних и нижних частот, так как при стремлении частоты к f_крниж фазовая скорость и длина волны стремятся к бесконечности, а также резко возрастает коэффициент затухания и понижается допустимая мощность. Обычно рабочая полоса составляет f=(1,25-1,9)f_кр.

Для различных диапазонов частот промышленностью производятся стандартные волноводы – трубы прямоугольного сечения из меди, латуни или алюминия. Таблица стандартных волноводов, заимствованная из [7], приведена в приложении.

9.2. Выбор размеров круглого волновода

Основой тип колебаний круглого волновода – волна Н₁₁, для которой λ_крн11=3,413 а, где а – радиус волновода. Однако, как показано в разделе 2.5, во вращающихся соединениях используется первая высшая волна Е₀₁, имеющая осесимметричную структуру поля с критической длиной волны λ_крЕ01=2,613 а. Второй высшей волной является волна Н₂₁ с λ_крН21=2,059 а. Максимальный диапазон частот волны Е₀₁ определяется из неравенства f_{кр Е01}< f <f_{кр Н21}, где f_{кр Е01}=с/2,613 а, f_{кр Н21}=с/2,059 а. С учетом дисперсии можно принять а=0,26с/f_ср.

9.3. Реализация согласующих элементов прямоугольного волновода.

Волноводные диафрагмы

Волноводные диафрагмы являются компактными и удобными согласующими элементами, но их установка требует точного расчета места их расположения в линии передачи, так как плавное перемещение их вдоль волновода практически невозможно.

Как показано в [7], для известных КСВ в линии требуемая величина проводимости согласующей диафрагмы составит В=(КСВ-1)/

. Сравним ширину окна, требуемую для реализации значения нормированной реактивной проводимости В для несимметричных диафрагм.

Таблица 9.1 Несимметричная индуктивная диафрагма

Нормированная проводимость В	0	-0,5	-1	-2	-4	-8	-16
Окно d/a	1	0,776	0,702	0,618	0,532	0,451	0,378

Примечание. В табл. 9.1 принято соотношение аλ_в=0,575.

Таблица 9.2 Несимметричная емкостная диафрагма

Нормированная проводимость В	0	0,5	1	2	4	8	16
Окно d/b	1	0,568	0,414	0,240	0,086	0,0116	0,21-10-3

Примечание. В табл. 9.2 принято соотношение b /λ_в=0,25.

Как видно из сравнения таблиц, индуктивная диафрагма позволяет легко реализовать конструктивно малые и большие значения проводимости. Реализация емкостной диафрагмы затруднена при В>4, так как ширина окна становится очень малой и, кроме того, резко снижается допустимая мощность в волноводе. Применение емкостной диафрагмы имеет смысл при малой мощности, небольшом КСВ в линии передачи и в том случае, когда емкостная диафрагма является параллельным согласующим элементом, наиболее близко расположенным к нагрузке, то есть если фаза коэффициента отражения от нагрузки по току удовлетворяет соотношению

arсcos((КСВ-1)/(КСВ+1)) > φ₀₁ > -arccos((КСВ-1)/КСВ+1)).

При этом достигается наибольшая полоса согласования .

Вопрос о применении согласующих индуктивных и емкостных штырей решается аналогично применению диафрагм: легче реализуются индуктивные штыри, а емкостные штыри следует применять при небольших требуемых значениях проводимости, так как конструктивно они могут быть удобно реализованы в виде винта, погружаемого внутрь волновода через резьбовое отверстие в центре широкой стенки.

9.4. Четвертьволновый трансформатор в жесткой коаксиальной линии передачи

Волновое сопротивление в жесткой коаксиальной линии определяется соотношением ρ=60ln(D/d), где d – диаметр центрального проводника; D – внутренний диаметр трубы. При конструктивной реализации трансформатора удобно изменять только диаметр центрального проводника, оставляя постоянным диаметр трубы. Наиболее просто реализуется трансформатор с пониженным волновым сопротивлением. Он может быть реализован в виде втулки, перемещающейся по центральному проводнику. Внешний диаметр втулки d_т при известном КСВ в линии передачи определяется по формуле d_т=D·exp((1/

)ln(d/D)). Перемещение втулки может быть осуществлено через узкую продольную щель с помощью диэлектрического штырька, присоединенного к втулке.